| 【発明の名称】 |
ランプバラスト |
| 【発明者】 |
【氏名】陳 建 志
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| 【要約】 |
【課題】音響共鳴を回避可能なランプバラスト提供する。
【構成】ランプバラストは、交流電源信号をパルス直流電源信号に整流する整流回路（３２）と、整流回路（３２）へ電気的に結合され、パルス直流電源信号をランプ（４）の動作を駆動するのに有用な交流駆動信号に変換する変換回路（３３）とを有する。パルス直流電源信号は、交流電源信号の２倍の周波数であって、音響共振周波数範囲よりも低い周波数を有する。交流駆動信号は、高周波で変化する波形であって、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部を有する波形を有する。正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部の夫々は、パルス直流電源信号の周波数に対応する周波数を有する。正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部は、時間軸に対する互いの鏡像である。 |
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源信号をパルス直流電源信号に整流する整流回路（３２）と、該整流回路（３２）へ電気的に結合され、前記パルス直流電源信号をランプ（４）の動作を駆動するのに有用な交流駆動信号に変換する変換回路（３３）とを有するランプバラストであって、
前記パルス直流電源信号は、前記交流電源信号の２倍の周波数であって、音響共振周波数範囲よりも低い周波数を有し、
前記交流駆動信号は、高周波で変化する波形であって、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部を有する波形を有し、
前記正の周期エンベロープ部及び前記負の周期エンベロープ部の夫々は、前記パルス直流電源信号の周波数に対応する周波数を有し、
前記正の周期エンベロープ部及び前記負の周期エンベロープ部は、時間軸に対する互いの鏡像である、ことを特徴とするランプバラスト。
【請求項２】
更に、前記整流回路（３２）は全波ダイオードブリッジ整流器を有する、ことを特徴とする請求項１記載のランプバラスト。
【請求項３】
前記整流回路（３２）へ電気的に結合され、該整流回路（３２）によって整流されるべき前記交流電源信号から高調波成分を除去する高調波フィルタ（３１）、を特徴とする請求項１又は２記載のランプバラスト。
【請求項４】
更に、前記変換回路（３３）は、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、該スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）へ電気的に結合され、該スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御する多巻線変圧器（Ｔｆ）とを有する、ことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項記載のランプバラスト。
【請求項５】
更に、前記変換回路（３３）は、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、該スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）へ電気的に結合され、前記整流回路（３２）から前記変換回路（３３）によって受け取られた電力を基に前記スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御するドライバ（３３１）とを有する、ことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項記載のランプバラスト。
【請求項６】
前記整流回路（３２）へ電気的に結合され、該整流回路（３２）から前記変換回路（３３）によって受け取られる前記電力を検出し、且つ、前記変換回路（３３）へ電気的に結合され、該変換回路（３３）へ電力検出結果を供給する検出回路（３４）、を特徴とする請求項５記載のランプバラスト。
【請求項７】
前記整流回路（３２）と前記変換回路（３３）との間に電気的に結合され、前記パルス直流電源信号の周波数を変化させることなく、前記変換回路（３３）へ供給されるべき前記パルス直流電源信号の電圧を調整する力率補正変換回路（３５）、を特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか一項記載のランプバラスト。
【請求項８】
更に、前記力率補正変換回路（３５）は、前記正の周期エンベロープ部及び前記負の周期エンベロープ部の夫々が前記時間軸に対する直流オフセットを有するように、前記パルス直流電源信号の電圧を調整する、ことを特徴とする請求項７記載のランプバラスト。
【請求項９】
更に、前記力率補正変換回路（３５）は、前記パルス直流電源信号の波形を変化させることなく、前記パルス直流電源信号の電圧を調整する、ことを特徴とする請求項７記載のランプバラスト。
【請求項１０】
更に、前記力率補正変換回路（３５）は、前記交流電源信号の電流の位相を前記交流電源信号の電圧の位相と実質的に同じにするよう構成される、請求項７記載のランプバラスト。
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【発明の詳細な説明】【技術分野】
【０００１】
本発明は、ランプバラスト、より具体的には、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプとともに使用されるランプバラストに関する。
【背景技術】
【０００２】
ランプバラストは、直流駆動式（ＤＣ駆動式）ＨＩＤランプ及び交流駆動式（ＡＣ駆動式）ＨＩＤランプとともに使用され得、従って、然るべく分類される。ＡＣ駆動式ＨＩＤランプは、より長い寿命に起因して、ＤＣ駆動式ＨＩＤランプよりも好まれる。
【０００３】
しかし、ガスがＡＣ駆動式ＨＩＤランプで電気アークによって駆動される場合にＡＣ駆動式ＨＩＤランプによって発生する圧力波は、反射圧力波と位相が等しく、それとともに定在波を形成する。定在波の周波数は音響周波数範囲内にあるので、この現象はしばしば「音響共鳴」と呼ばれる。音響共鳴は、例えば、放電経路の歪み、アーク光の不安定性、出力の揺らぎなど、ＡＣ駆動式ＨＩＤランプにおいて様々な悪影響を引き起こす。
【０００４】
米国特許番号６，６８６，７０３Ｂ２は、ＨＩＤランプで形成される定在波を無効にするようそのエンベロープにおいて低周波成分を有するＨＩＤランプを駆動するための電流を発生させて、音響共鳴を回避するランプバラスト開示する。しかし、様々な構成要素及び複数の処理ステップが低周波成分を発生させるために必要とされ、従って、製造費用は高くなり、回路処理は複雑となる。
【特許文献１】米国特許番号６，６８６，７０３Ｂ２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、本発明は、音響共鳴を回避可能なランプバラストを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に従って、交流電源信号をパルス直流電源信号に整流する整流回路と、該整流回路へ電気的に結合され、前記パルス直流電源信号をランプの動作を駆動するのに有用な交流駆動信号に変換する変換回路とを有するランプバラストが提供される。前記パルス直流電源信号は、前記交流電源信号の２倍の周波数であって、音響共振周波数範囲よりも低い周波数を有する。前記交流駆動信号は、高周波で変化する波形であって、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部を有する波形を有する。前記正の周期エンベロープ部及び前記負の周期エンベロープ部の夫々は、前記パルス直流電源信号の周波数に対応する周波数を有する。前記正の周期エンベロープ部及び前記負の周期エンベロープ部は、時間軸に対する互いの鏡像である。
【０００７】
本発明の他の特徴及び利点は、添付の図面を参照して好ましい実施例の以下の詳細な記載で明らかとなるであろう。
【発明の効果】
【０００８】
本発明は、ＨＩＤランプへ供給される交流駆動信号の低周波成分、即ち、低周波エンベロープを利用して、音響共鳴を回避する。より具体的に、本発明は、商用交流電源信号の周波数特性を用いて、交流電源信号の基本周波数成分の周波数の２倍である周波数を伴うエンベロープ部を有する交流駆動信号を発生させる。複雑な回路及び制御機構が必要とされる米国特許番号６，６８６，７０３Ｂ２と比較して、本発明は、より一層簡単な設計が使用される点で有利である。更に、本発明は、大容量コンデンサの使用を必要とせず、それによって、製造費用を低減し且つ力率を増大させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明が更に詳細に記載される前に、留意すべきは、本開示全体を通して同じ要素は同じ参照番号によって表示される。
【実施例１】
【００１０】
図１を参照すると、本発明に従うランプバラストの第１の好ましい実施例は、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ４とともに使用されるよう構成され、高調波フィルタ３１と、整流回路３２と、変換回路３３とを有する。
【００１１】
高調波フィルタ３１は、商用交流（ＡＣ）電源へ接続されており、商用交流電源から交流電源信号を受信するよう構成される。高調波フィルタ３１は、交流電源信号の高調波成分を除去して、基本周波数成分のみを残すことができる。
【００１２】
整流回路３２は、高調波フィルタ３１へ電気的に結合されており、交流電源信号をパルス直流（ＤＣ）電源信号に整流する。この実施例では、整流回路３２は、第１、第２、第３及び第４のダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）を有する全波ダイオードブリッジ整流器である。第１及び第２のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）は、第１のダイオード列を形成するよう直列に接続され、第３及び第４のダイオード（Ｄ３，Ｄ４）は、第２のダイオード列を形成するよう直列に接続される。第１及び第２のダイオード列は互いへ分路される。ここで留意すべきは、パルス直流電源信号は、交流電源信号の２倍の周波数であって、音響共鳴周波数範囲よりも低い周波数を有する。一般的に言えば、商用交流電源からの交流電源信号の周波数は５０から６０Ｈｚの範囲にある。従って、パルス直流電源信号の周波数は１００から１２０Ｈｚの範囲にある。この１００から１２０Ｈｚの周波数範囲は、音響共鳴周波数範囲に満たない。
【００１３】
変換回路３３は、整流回路３２へ電気的に結合され、パルス直流電源信号をＨＩＤランプ４の動作を駆動するのに有用な交流駆動信号に変換する。変換回路３３は、複数のスイッチ（図１に図示せず。）を有する。変換回路３３は、スイッチの導通を利用して、パルス直流電源信号を交流駆動信号に変換する。ここで留意すべきは、スイッチの切り換え周波数は、パルス直流電源信号の電圧とともに変化する。
【００１４】
更に、交流駆動信号は、高周波で変化する波形であって、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部を有する波形を有する。正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部の夫々は、パルス直流電源信号の周波数（例えば、１００から１２０Ｈｚ）に対応する周波数を有する。言い換えると、正の周期エンベロープ及び負の周期エンベロープの夫々の周波数は、音響共鳴周波数範囲よりも低い。従って、ＨＩＤランプ４の動作を駆動するのに有用な交流駆動信号は、高周波で変化する波形を有し、一方、低周波エンベロープは、ＨＩＤランプ４で形成される定在波を無効化するよう存在し、それによって、音響共鳴現象を回避する。
【００１５】
図２（ａ）〜（ｃ）は、第１の好ましい実施例のランプバラストにおいて様々な段階にある信号の波形を表す。具体的に、図２（ａ）は、高調波フィルタ３１の出力端にあり、整流回路３２によって整流されるべき交流電源信号の波形を表す。図２（ｂ）は、整流回路３２の出力端にあり、変換回路３３によって変換されるべきパルス直流電源信号の波形を表す。パルス直流電源信号の波形は、実質的に、時間軸に対して交流正弦波の負の半周期を反転させることによって形成される波形に等しい。更に、パルス直流電源信号の周波数は、交流電源信号の周波数の２倍である。図２（ｃ）は、変換回路３３の出力端にある交流駆動信号の波形を表す。交流駆動信号の波形は、時間軸に対する互いの鏡像である正及び負の周期エンベロープ部を有する。更に、交流駆動信号の波形は、高周波で変化するパルス列の形をとる。
【００１６】
第１の好ましい実施例に従って、変換回路３３は、自励式ハーフブリッジ変換回路として実施され得る。図３及び図４では自励式ハーフブリッジ変換回路の２つの例となる実施が示される。これらの例となる実施の両方で、自励式ハーフブリッジ変換回路は、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）へ電気的に結合され、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御する多巻線出力変圧器（Ｔｆ）とを有する。図３及び図４で示される例となる実施で、多巻線出力変圧器（Ｔｆ）は３つの巻線（Ｔｆ１，Ｔｆ２，Ｔｆ３）を有する。
【００１７】
図５で示されるように、変換回路３３は、また、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）へ電気的に結合され、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御する多巻線出力変圧器（Ｔｆ）とを有する自励式フルブリッジ変換回路としても実施され得る。この例となる実施で、多巻線出力変圧器（Ｔｆ）は５つの巻線（Ｔｆ１，Ｔｆ２，Ｔｆ３，Ｔｆ４，Ｔｆ５）を有する。
【００１８】
図６で示されるように、変換回路３３は、また、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、多巻線出力変圧器（Ｔｆ）と、インダクタ（Ｌ）とを有する自励式プッシュプル変換回路としても実施され得る。この例となる実施で、多巻線出力変圧器（Ｔｆ）は４つの巻線（Ｔｆ１，Ｔｆ２，Ｔｆ３，Ｔｆ４）を有する。インダクタ（Ｌ）は、入力電圧を入力電流に変換し、多巻線出力変圧器（Ｔｆ）は、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御し、ＨＩＤランプ４の動作を駆動する。
【００１９】
ここで留意すべきは、変換回路３３が自励式変換回路として実施される場合に、更なる回路は、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御するために必要とされない。
【００２０】
更に、変換回路３３は、また、（図７及び図８で示されるような）他励式ハーフブリッジ変換回路、（図９で示されるような）他励式フルブリッジ変換回路、（図１０で示されるような）他励式プッシュプル変換回路などとしても実施され得るが、それらに限定されない。他励式変換回路は、主に、複数のスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）と、スイッチングトランジスタユニット（Ｑ）へ電気的に結合され、整流回路３２から変換回路３３によって受け取られる電力を基にスイッチングトランジスタユニット（Ｑ）の導通を制御するドライバ３３１とを有する。
【実施例２】
【００２１】
図１１で示されるように、本発明に従うランプバラストの第２の好ましい実施例は、第２の好ましい実施例が検出回路３４を更に有する点で、第１の好ましい実施例とは異なる。
【００２２】
検出回路３４は、整流回路３２へ電気的に結合され、整流回路３２から変換回路３３によって受け取られる電力（例えば、電流。）を検出し、更に、変換回路３３へ電気的に結合され、変換回路３３へ電力検出結果を供給する。変換回路３３は、ＨＩＤランプ４の動作が一定電流又は一定電力の下で駆動されるように、電力検出結果を基に、自身の出力を調整する。
【実施例３】
【００２３】
図１２で示されるように、本発明に従うランプバラストの第３の好ましい実施例は、第３の好ましい実施例が、整流回路３２と変換回路３３との間に電気的に結合された力率補正変換回路３５を更に有する点で、第１の好ましい実施例とは異なる。
【００２４】
本実施例で、力率補正変換回路３５は、インダクタ（Ｌ）と、スイッチ（Ｓ）と、ダイオード（Ｄ）と、非常に小さな容量を有するコンデンサ（Ｃ）とを有する。
【００２５】
インダクタ（Ｌ）の第１の端子は、スイッチ（Ｓ）の第１の端子及びダイオード（Ｄ）の陽極へ電気的に結合されている。ダイオード（Ｄ）の陰極は、コンデンサ（Ｃ）の第１の端子へ電気的に結合されている。コンデンサ（Ｃ）の第２の端子は、スイッチ（Ｓ）の第２の端子へ電気的に結合されている。インダクタ（Ｌ）の第２の端子及びコンデンサ（Ｃ）の第２の端子の両端の電圧は、整流回路３２によって出力されるパルス直流電源信号である。
【００２６】
スイッチ（Ｓ）が開くと、ダイオード（Ｄ）は、インダクタ（Ｌ）の放電電流がダイオード（Ｄ）を流れることを可能にし、それによってコンデンサ（Ｃ）を充電する。
【００２７】
コンデンサ（Ｃ）の容量は非常に小さいので、力率補正変換回路３５は、図１３で示される力率補正変換回路３５の入力端及び出力端にあるパルス直流電源信号の波形によって表されるように、パルス直流電源信号の波形を変化させることなく、変換回路３３へ供給されるべきパルス直流電源信号の電圧を調整する。更に、力率補正変換回路３５は、パルス直流電源信号の周波数を変化させることなく、パルス直流電源信号の電圧を調整する。更に、コンデンサ（Ｃ）は、また、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部の夫々が時間軸に対して直流オフセットを有するように、力率補正変換回路３５がパルス直流電源信号の電圧を調整することができるよう、比較的大きな容量を有しても良い。しかし、この実施において、パルス直流電源信号の周波数及び波形は、力率補正変換回路３５によって変化させられないままである。
【００２８】
更に、力率補正変換回路３５は、交流電源信号の電流の位相を交流電源信号の電圧の位相と実質的に同じにさせるように構成される。
【００２９】
コンデンサ（Ｃ）の両端の電圧は、変換回路３３によって交流駆動信号に変換されるべきパルス直流電源信号である。
【００３０】
図１４（ａ）では、第３の好ましい実施例の力率補正変換回路３５によって出力されるパルス直流電源信号の例となる波形が示されており、パルス直流電源信号に直流オフセットが導入されている。図１４（ｂ）は、変換回路３３によって出力される交流駆動信号の波形を示し、図１４（ｂ）で、正の周期エンベロープ部及び負の周期エンベロープ部の波形は、パルス直流電源信号、即ち、直流オフセットを有するパルス直流電源信号の波形と実質的に等しく、時間軸に対する互いの鏡像である。
【実施例４】
【００３１】
図１５で示されるように、本発明に従うランプバラストの第４の好ましい実施例は、第４の好ましい実施例が、力率補正変換回路３５へ電気的に結合され、力率補正変換回路３５から変換回路３３によって受け取られる電力（例えば、電流。）を検出する検出回路３４を更に有する点で、第３の好ましい実施例とは異なる。検出回路３４は、更に、変換回路３３へ電気的に結合され、変換回路３３へ電力検出結果を供給する。変換回路３３は、ＨＩＤランプ４の動作が一定電流又は一定電力の下で駆動されるように、電力検出結果を基に自身の出力を調整する。
【実施例５】
【００３２】
図１６で示されるように、本発明に従うランプバラストの第５の好ましい実施例は、第５の好ましい実施例が、力率補正変換回路３５へ電気的に結合され、力率補正変換回路３５から変換回路３３によって受け取られる電力（例えば、電流。）を検出し、更に、力率補正変換回路３５へ電力検出結果を返す検出回路３４を更に有する点で、第３の好ましい実施例とは異なる。力率補正変換回路３５は、ＨＩＤランプ４の動作が一定電流又は一定電力の下で駆動されるように、電力検出結果を基に自身の出力を調整する。
【００３３】
［変形例］
留意すべきは、本発明は、商用交流電源とともに使用されるよう限定されない。即ち、他の交流電源が利用可能である場合に、ランプバラストの整流回路３２は、また、高調波フィルタ３１の省略に伴ってその利用可能な交流電源から直接的に交流電源信号を整流するように、利用可能な交流電源へ電気的に結合されても良い。更に、変換回路３３の切り換え周波数は、本発明の他の実施例で５００ｋＨｚ又は１ＭＨｚまでであっても良いが、これに限定されるべきではない。
【００３４】
要するに、本発明は、ＨＩＤランプ４へ供給される交流駆動信号の低周波成分、即ち、低周波エンベロープを利用して、音響共鳴を回避する。より具体的に、本発明は、商用交流電源信号の周波数特性を用いて、交流電源信号の基本周波数成分の周波数の２倍である周波数を伴うエンベロープ部を有する交流駆動信号を発生させる。複雑な回路及び制御機構が必要とされる米国特許番号６，６８６，７０３Ｂ２と比較して、本発明は、より一層簡単な設計が使用される点で有利である。更に、本発明は、大容量コンデンサの使用を必要とせず、それによって、製造費用を低減し且つ力率を増大させる。
【００３５】
本発明は、最も実用的且つ好ましい実施形態と考えられるものに関連して記載されてきたが、当然、本発明は開示される実施形態に限定されず、全てのこのような変形例及び等価な配置を包含するように、最も幅広い解釈の精神及び適用範囲に含まれる様々な配置をカバーすることを意図される。
【００３６】
本願は、２００６年６月１９日及び２００６年６月３０日に夫々出願された台湾特許出願番号０９５１２１８１６及び番号０９５１２３６９４の優先権を主張する。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明に従うランプバラストの第１の好ましい実施例のブロック図である。
【図２】（ａ）は第１の好ましい実施例の交流電源信号の基本周波数成分のプロットであり、（ｂ）は第１の好ましい実施例のパルス直流電源信号のプロットであり、（ｃ）は第１の好ましい実施例の交流駆動信号のプロットである。
【図３】第１の好ましい実施例に従う変換回路の自励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図４】第１の好ましい実施例に従う変換回路の自励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の他の例を表す回路図である。
【図５】第１の好ましい実施例に従う変換回路の自励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図６】第１の好ましい実施例に従う変換回路の自励式プッシュプル変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図７】第１の好ましい実施例に従う変換回路の他励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図８】第１の好ましい実施例に従う変換回路の他励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の他の例を表す回路図である。
【図９】第１の好ましい実施例に従う変換回路の他励式ハーフブリッジ変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図１０】第１の好ましい実施例に従う変換回路の他励式プッシュプル変換回路としての実施の例を表す回路図である。
【図１１】本発明に従うランプバラストの第２の好ましい実施例のブロックである。
【図１２】本発明に従うランプバラストの第３の好ましい実施例のブロックである。
【図１３】第３の好ましい実施例の力率補正変換回路の入力端及び出力端の夫々にあるパルス直流電源信号のプロットを表す。
【図１４】（ａ）は第３の好ましい実施例の力率補正変換回路によって出力されるパルス直流電源信号のプロットであり、（ｂ）は第３の好ましい実施例の交流駆動信号のプロットである。
【図１５】本発明に従うランプバラストの第４の好ましい実施例のブロックである。
【図１６】本発明に従うランプバラストの第５の好ましい実施例のブロックである。
【符号の説明】
【００３８】
４ ＨＩＤランプ
３１ 高調波フィルタ
３２ 整流回路
３３ 変換回路
３３１ ドライバ
３４ 検出回路
３５ 力率補正変換回路
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｌ インダクタ
Ｑ スイッチングトランジスタユニット
Ｔｆ 多巻線変圧器
Ｔｆ１〜Ｔｆ５ 巻線
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| 【出願人】 |
【識別番号】５０７２０２５３０
【氏名又は名称】陳 建 志
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| 【出願日】 |
平成１９年６月１８日（２００７．６．１８） |
| 【代理人】 |
【識別番号】１０００７０１５０
【弁理士】
【氏名又は名称】伊東 忠彦
【識別番号】１０００９１２１４
【弁理士】
【氏名又は名称】大貫 進介
【識別番号】１００１０７７６６
【弁理士】
【氏名又は名称】伊東 忠重
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| 【公開番号】 |
特開２００８−４５４９（Ｐ２００８−４５４９Ａ） |
| 【公開日】 |
平成２０年１月１０日（２００８．１．１０） |
| 【出願番号】 |
特願２００７−１５９６８４（Ｐ２００７−１５９６８４） |
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