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【発明の名称】 サラウンド再生装置
【発明者】 【氏名】佐藤 宏
【要約】 【課題】本発明はサラウンド再生装置に関し、違和感の少ない再生音を提供することを目的としている。

【構成】入力されたＬ信号、Ｒ信号のステレオ信号をそれぞれ、バッファアンプ３及び４に通し、Ｓ１を正側入力、Ｓ２を負側入力としてＳ１とＳ２の差信号Ｓ３を取り出す加算器５と、その差信号Ｓ３を入力信号とするハイパスフィルタ６と、そのハイパスフィルタ６の出力信号Ｓ４を入力するローパスフィルタ７と、差信号Ｓ３を入力するローパスフィルタ８を備え、ローパスフィルタ７の出力信号Ｓ５とローパスフィルタ８の出力信号Ｓ６を加算器９により加算して得られた信号Ｓ７を信号Ｓ１と加算器１０で加算することによりＬ側のサラウンド信号Ｓ９を得、信号Ｓ７を利得１で反転する反転器１１に入力し、その得られた出力信号Ｓ８を信号Ｓ２と加算器１２により加算し、Ｒ側のサラウンド信号Ｓ１０を得るように構成する。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたＬ信号、Ｒ信号のステレオ信号をそれぞれ、バッファアンプ３及び４に通し、Ｌ信号が入力されたバッファアンプ３の出力をＳ１、Ｒ信号が入力されたバッファアンプ４の出力をＳ２とする時、Ｓ１を正側入力、Ｓ２を負側入力としてＳ１とＳ２の差信号Ｓ３を取り出す差動演算器５と、その差信号Ｓ３を入力信号とするハイパスフィルタ６と、そのハイパスフィルタ６の出力信号Ｓ４を入力する第１のローパスフィルタ７と、差信号Ｓ３を入力する第２のローパスフィルタ８を備え、第１のローパスフィルタ７の出力信号Ｓ５と第２のローパスフィルタ８の出力信号Ｓ６を加算器９により加算して得られた信号Ｓ７を信号Ｓ１と加算器１０で加算することによりＬ側のサラウンド信号Ｓ９を得、信号Ｓ７を利得１で反転する反転器１１に入力し、その得られた出力信号Ｓ８を信号Ｓ２と加算器１２により加算し、Ｒ側のサラウンド信号Ｓ１０を得ることを特徴とするサラウンド再生装置。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタ６は遮断周波数ｆｃ１が５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−１２ｄＢ／ｏｃｔから−１８ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有し、第１のローパスフィルタ７の遮断周波数ｆｃ２は５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有し、ｆｃ１はｆｃ２以下に設定されることを特徴とする請求項１記載のサラウンド再生装置。
【請求項３】
前記第２のローパスフィルタ８の遮断周波数は６００Ｈｚから５ｋＨｚで−６ｄＢ／ｏｃｔから−１２ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有することを特徴とする請求項１又は２記載のサラウンド再生装置。
【発明の詳細な説明】【技術分野】
【０００１】
本発明はサラウンド再生装置に関し、更に詳しくはＬ信号（左信号）とＲ信号（右信号）を入力し、２つのスピーカでステレオ再生を行なう際、ステレオ感を強調するためのサラウンド再生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、左右の音の方向弁別は約１３００Ｈｚ以下の低い音は左右の耳に到達する音波の位相差が主体となり判別され、約１３００Ｈｚ以上の高い音は両耳間のレベル差が手がかりとなって音の方向が判別されるというように、人の音の方向知覚に関する特性がある（例えば非特許文献１参照）。
【０００３】
小型のテレビジョンや携帯オーディオ装置に付属したスピーカは、スピーカの間隔が１０ｃｍから５０ｃｍ程度と狭く、スピーカから聴取者までの距離は１ｍ以内の非常に近い距離で聞く場合が多いため、十分なステレオ感を得ることが難しい。このような狭い音場空間においてステレオ感を得るためには、従来よりサラウンド回路を用いている。
【０００４】
図６は従来のサラウンド回路の構成例を示す図である。ステレオ信号のＬチャネルとＲチャネルの信号をそれぞれＳ１，Ｓ２とした時、入力信号Ｓ１をバッファアンプＵ１を経て差動演算器Ｕ３の正側入力に、入力信号Ｓ２をバッファアンプＵ２を経て差動演算器Ｕ３の負側入力にそれぞれ入力し、差信号Ｓ１２を取り出し移相回路２５を複数段通して得られた信号Ｓ１３を信号Ｓ１と加算器Ｕ４で加算した信号Ｓ１５と、信号Ｓ１３を反転器（インバータ）Ｕ５に通して得られた信号Ｓ１４と信号Ｓ２を加算器Ｕ６で加算した信号Ｓ１６を作り出す。
【０００５】
そして、それぞれの信号Ｓ１５とＳ１６をそれぞれパワーアンプＵ７，Ｕ８を通してスピーカ２６，２７で再生することで、約１ｋＨｚ以下の周波数において左右の耳に達する音波の位相差が大きくなり、約１ｋＨｚから１０ｋＨｚに対して左右の耳にレベル差を生じさせ、ステレオ感を強調したサラウンド発生装置を実現している。
【０００６】
図７は移相回路の構成例を示す図である。信号ＩＮは抵抗Ｒ１３を介してオペアンプＵ１０の負入力に入っている。一方オペアンプＵ１０の入力側と出力側には帰還抵抗Ｒ１５が接続されている。一方、信号ＩＮは抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１よりなるＲＣ回路を介して、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１の接続点の信号がオペアンプＵ１０の正側入力に入っている。入力周波数を変化させると、コンデンサＣ１のインピーダンスが変化することから、移相回路の出力の移相は入力位相からずれる。このような移相回路を複数個直列に接続することで、所望の位相特性を得るようにしている。
【０００７】
図８は耳の位置での周波数特性を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は音圧（ｄＢ）である。ｆ１は左耳の特性を、ｆ２は右耳の特性をそれぞれ示している。この特性は、図７の移相回路を２段使用し、左チャネルに信号を入力し、右チャネルには信号を入力しない場合の耳の位置での周波数特性を計算したものである。以下、「左」をＬ、「右」をＲとして示す。スピーカ間隔２０ｃｍ、スピーカから聴取者までの距離を５０ｃｍ、両耳間の間隔を１６ｃｍとし、音源は理想的な点音源として計算した。ＬチャネルとＲチャネルの差信号と移相回路を利用することにより、左右の耳に到達した時の音波のレベルが１ｋＨｚから約１０ｋＨｚにおいて、レベル差が生じている。特に、Ｒチャネルの１０ｋＨｚ近辺におけるゲインの落ち込みが激しくなっている。
【０００８】
図９は左右の耳の位置での位相差を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は音圧（ｄＢ）である。図において、ｆ３はＰＨ１を、ｆ４はＰＨ２をそれぞれ示す。
ＰＨ１は前述した従来のサラウンド回路を使用した場合の左右の耳の位置での位相差である。ＰＨ２はサラウンド回路を使用しない場合の位相差を示す。図６に示したサラウンド回路により、約１００Ｈｚから１ｋＨｚにわたり位相差が大きくなることが分かる。
【０００９】
従来のこの種の技術としては、入力するＬ信号とＲ信号の位相差を生成して、その出力側に接続されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力信号をＬ信号及びＲ信号に各々ミキシングする加算器を具備する回路が知られている（例えば特許文献１参照）。
【非特許文献１】境 久雄・中山 剛、 「聴覚と音響心理」、第５版、コロナ社、昭和５９年７月１０日、ｐ１８５−ｐ１９３
【特許文献１】特開２００２−３５４５９５号公報（段落００２７〜段落００３３、図１〜図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、サラウンド効果が期待できる聴取者の位置は、前述したように聴取者の耳の位置を決めて、良好な効果を得ることができるように周波数特性や移相量を調整し、計算を行なって決めた一点で確認できるものであり、一般にスイートスポットと言われる場所である。
【００１１】
図６、図７で説明した従来の差信号と移相回路を組み合わせたサラウンド技術では、アンプ出力の周波数特性に図１０に示すような周波数特性があり、サラウンド効果が発揮されるスイートスポットから離れた場合、サラウンド回路の周波数特性が１ｋＨｚから１０ｋＨｚの聴感上良く聞こえる帯域において、急峻に変化するディップが存在しているため、聴取者の耳が移動した時、非常に違和感のある再生音を聴取者は聞くことになる。
【００１２】
図１０は従来型サラウンド回路の周波数特性を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はゲイン（ｄＢ）である。ｆ５がＲチャネルを、ｆ６がＬチャネルの特性をそれぞれ示す。Ｌチャネルが周波数３０００Ｈｚから１０ｋＨｚの範囲で急激にゲインが減少していることが分かる。
【００１３】
また、この違和感を生じさせないために前記移相回路を複数段使用する代わりに図１１に示すような遮断周波数を１ｋＨｚ付近に設定した１次のローパスフィルタを１段用いることがある。図１１は従来型サラウンド回路の他の構成例を示す図である。図６と同一のものは、同一の符号を付して示す。図に示す回路は、図６の移相回路２５として１次のＲＣローパスフィルタを用いたものである。Ｕ９は１次ローパスフィルタ１の出力を受けるインピーダンス整合用のバッファアンプであり、該バッファアンプＵ９の出力が信号Ｓ１３となっている。その他の回路は、図６と同じである。
【００１４】
このような回路を用いると図１０に示すような特性が改善され、ディップは生じない。しかしながら、この回路では、移相が０度から９０度までしか変化しないため、約１ｋＨｚから１０ｋＨｚの間において、図８に示すような両耳間の音圧差を得ることが困難であるという問題がある。
【００１５】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、聴取者にとってスイートスポットにおいて、良好なサラウンド感が得られ、スイートスポットから離れた場合でも違和感の少ない再生音を提供することを目的としている。そして、ステレオ再生用のスピーカの位置が極めて近くに配置された場合でもステレオ効果が十分に発揮されるサラウンド再生装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
（１）請求項１記載の発明は、入力されたＬ信号、Ｒ信号のステレオ信号をそれぞれ、バッファアンプ３及び４に通し、Ｌ信号が入力されたバッファアンプ３の出力をＳ１、Ｒ信号が入力されたバッファアンプ４の出力をＳ２とする時、Ｓ１を正側入力、Ｓ２を負側入力としてＳ１とＳ２の差信号Ｓ３を取り出す差動演算器５と、その差信号Ｓ３を入力信号とするハイパスフィルタ６と、そのハイパスフィルタ６の出力信号Ｓ４を入力する第１のローパスフィルタ７と、差信号Ｓ３を入力する第２のローパスフィルタ８を備え、第１のローパスフィルタ７の出力信号Ｓ５と第２のローパスフィルタ８の出力信号Ｓ６を加算器９により加算して得られた信号Ｓ７を信号Ｓ１と加算器１０で加算することによりＬ側のサラウンド信号Ｓ９を得、信号Ｓ７を利得１で反転する反転器１１に入力し、その得られた出力信号Ｓ８を信号Ｓ２と加算器１２により加算し、Ｒ側のサラウンド信号Ｓ１０を得ることを特徴とする。
（２）請求項２記載の発明は、前記ハイパスフィルタ６は遮断周波数ｆｃ１が５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−１２ｄＢ／ｏｃｔから−１８ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有し、第１のローパスフィルタ７の遮断周波数ｆｃ２は５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有し、ｆｃ１はｆｃ２以下に設定されることを特徴とする。
（３）請求項３記載の発明は、前記第２のローパスフィルタ８の遮断周波数は６００Ｈｚから５ｋＨｚで−６ｄＢ／ｏｃｔから−１２ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
（１）請求項１記載の発明によれば、サラウンド回路で周波数特性に急峻なディップが発生しないため、スイートスポットから離れた場合でも違和感のない良好な再生音を聴取者に提供することができる。
（２）請求項２記載の発明によれば、良好なサラウンド特性を得ることができる。
（３）請求項３記載の発明によれば、良好なサラウンド特性を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
図１は本発明の原理回路図である。図において、１はＬチャネル信号、２はＲチャネル信号、３はＬチャネル信号を受けるバッファアンプ、４はＲチャネル信号を受けるバッファアンプである。５はＬチャネル信号Ｓ１とＲチャネル信号Ｓ２を入力し、その差信号を取り出す差動演算器としての機能を果たす加算器、６は該加算器５の出力Ｓ３を受けるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、７は該ハイパスフィルタ６の出力を受けるローパスフィルタ（ＬＰＦ）、８は加算器５の出力であるＳ３を受けるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１９】
９はローパスフィルタ７の出力Ｓ５とローパスフィルタ８の出力Ｓ６を受ける加算器、１０は該加算器９の出力Ｓ７とＬチャネル信号Ｓ１を受ける加算器、１１は加算器９の出力Ｓ７を反転する反転器、１２は該反転器１１の出力Ｓ８とＲチャネル信号Ｓ２を受ける加算器、１３は加算器１０の出力Ｓ９を受けるパワーアンプ、１５は該パワーアンプ１３出力で駆動されるスピーカ、１４は加算器１２の出力Ｓ１０を受けるパワーアンプ、１６は該パワーアンプ１４で駆動されるスピーカである。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２０】
Ｌチャネルの信号１はバッファアンプ３に入ってバッファリングされた後、信号Ｓ１として出力される。一方、Ｒチャネルの信号２はバッファアンプ４に入ってバッファリングされた後、信号Ｓ２として出力される。加算器５は、バッファアンプ３の出力Ｓ１とバッファアンプ４の出力Ｓ２の差分をとり、その出力Ｓ３はそれぞれハイパスフィルタ６とローパスフィルタ８に入る。
【００２１】
この信号Ｓ３はハイパスフィルタ６に入り、その出力は信号Ｓ４となり、この信号Ｓ４は続くローパスフィルタ７に入る。一方、信号Ｓ３はローパスフィルタ８にも入る。加算器９は、ローパスフィルタ７の出力Ｓ５とローパスフィルタ８の出力Ｓ６を加算する。該加算器９の出力Ｓ７は、加算器１０の一方の入力に入る。該加算器１０の他方の入力には、Ｌチャネル信号Ｓ１が入っている。従って、加算器１０はＬチャネル信号Ｓ１と加算器９の出力Ｓ７を加算する。
【００２２】
一方、加算器９の出力は、反転器１１に入り、その出力が反転される。この反転された信号Ｓ８は加算器１２の一方の入力に入る。該加算器１２の他方の入力にはＲチャネル信号Ｓ２が入っている。従って、加算器１２はＲチャネル信号Ｓ２と反転器１１の出力Ｓ８を加算する。加算器１０の出力であるサラウンド信号Ｓ９はパワーアンプ１３に入り、スピーカ１５を駆動する。また、加算器１２の出力であるサラウンド信号Ｓ１０はパワーアンプ１４に入り、スピーカ１６を駆動する。
【００２３】
このような構成の回路において、ハイパスフィルタ６は遮断周波数ｆｃ１が５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−１２ｄＢ／ｏｃｔから−１８ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有し、ローパスフィルタ７の遮断周波数ｆｃ２は５ｋＨｚから２０ｋＨｚでかつ−６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を示し、ｆｃ１はｆｃ２以下に設定され、ハイパスフィルタ６とローパスフィルタ７で５ｋＨｚから２０ｋＨｚの間でバンドパスフィルタを形成している。一方、ローパスフィルタ８の遮断周波数が６００Ｈｚから５ｋＨｚで−６ｄＢ／ｏｃｔから−１２ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を有している。
【００２４】
このような減衰特性のフィルタを用いることにより、サラウンド回路で周波数特性に急峻なディップが発生しないため、スイートスポットから離れた場合でも違和感のない良好な再生音を聴取者に提供することができる。また、良好なサラウンド特性を得ることができる。
【００２５】
図２は本発明の一実施の形態例を示す回路図である。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。以下の説明では、各素子（抵抗とコンデンサ）の値の説明は省略する。Ｌチャネル信号Ｓ１と、Ｒチャネル信号Ｓ２の差信号を取り出す加算器５は、入力信号を受ける抵抗Ｒ２０，Ｒ２２と、オペアンプ３０と、帰還抵抗Ｒ２３と分圧抵抗Ｒ２１とから構成されている。この回路によれば、その出力からＳ１とＳ２との差信号が信号Ｓ３として出力される。
【００２６】
この差信号Ｓ３を受けるハイパスフィルタ６は、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４と、コンデンサＣ２０，Ｃ２１とオペアンプ３１から構成されている。ハイパスフィルタ６の出力Ｓ４を受けるローパスフィルタ７は、抵抗Ｒ２６とコンデンサＣ２２とから構成されるＲＣフィルタである。２０は該ローパスフィルタ７の出力を受けているバッファアンプである。従って、ローパスフィルタ７の出力Ｓ５とバッファアンプ２０の出力Ｓ５´は等しくなる。前記差信号Ｓ３を受けるローパスフィルタ８は、抵抗Ｒ２７，Ｒ２８と、コンデンサＣ２３，Ｃ２４と、オペアンプ３２から構成されている。
【００２７】
加算器１０は入力抵抗Ｒ２９，Ｒ３０，Ｒ３１と、帰還抵抗Ｒ３２とオペアンプ３３から構成されている。この出力は、Ｌチャネル信号Ｓ１と、ローパスフィルタ７の出力Ｓ５と、ローパスフィルタ８の出力Ｓ６とを加算している。この回路図では、加算回路を３入力構成として、図１の加算器９を省略している。
【００２８】
反転器１１は、抵抗Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５とオペアンプ３４から構成され、ローパスフィルタ７の出力Ｓ５とローパスフィルタ８の出力Ｓ６の和を反転して出力Ｓ８を得ている。この回路も、２入力構成の加算器とすることで、図１の加算器９を省略している。加算器１２は入力抵抗Ｒ３６，Ｒ３７と、帰還抵抗Ｒ３８とオペアンプ３５から構成される加算器であり、ローパスフィルタ７とローパスフィルタ８の出力をインバータ１１で反転した信号Ｓ８とＲチャネル信号Ｓ２とを加算している。加算器１０の出力はパワーアンプ１３に入り、該パワーアンプ１３はスピーカ１５を駆動し、加算器１２の出力はパワーアンプ１４に入り、該パワーアンプ１４はスピーカ１６を駆動している。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２９】
Ｌ側の信号源１から入力された信号と、Ｒ側信号源２から入力された信号は、それぞれバッファアンプ３の出力をＳ１、バッファアンプ４の出力をＳ２とする時、Ｓ１を正側入力、Ｓ２側を負側入力としてＳ１とＳ２の差信号Ｓ３を取り出す差動演算器５に入力し差信号Ｓ３を得る。次に、その差信号Ｓ３を入力信号とする２次のハイパスフィルタ６に入力し、出力信号Ｓ４を得る。ハイパスフィルタ６の遮断周波数ｆｃ１は以下のように与えられる。
【００３０】
ｆｃ１＝１／（２π・Ｃ２０・√（Ｒ２４・Ｒ２５））
＝１２．２（ｋＨｚ）
ここで、それぞれの値として識別符号をそのまま用いた。例えばＲ２４は３．３ｋΩを用いるようにした。以下、同様である。ハイパスフィルタ６のクオリティファクタＱ１は以下のように与えられる。
【００３１】
Ｑ１＝（１／２）・√（Ｒ２５／Ｒ２４）
＝０．６
このようにＱ１を低く設定することで、遮断周波数帯域において穏やかな位相変化が得られ、入力信号と加算した際、急峻な周波数特性にならないようにすることができる。
【００３２】
ハイパスフィルタ６の出力Ｓ４を入力する１次のローパスフィルタ７を通し出力信号Ｓ５を得る。ローパスフィルタ７の遮断周波数ｆｃ２は以下のように与えられる。
ｆｃ２＝１／（２π・Ｃ２２・Ｒ２６）
＝１３．０（ｋＨｚ）
この時、ｆｃ１とｆｃ２は以下の関係を満足する。
【００３３】
ｆｃ１≦ｆｃ２
入力信号の差信号Ｓ３を２次のローパスフィルタ８に入力し、その出力信号Ｓ６を得る。該ローパスフィルタ８の遮断周波数ｆｃ３は以下のように与えられる。
【００３４】
ｆｃ３＝１／（２π・Ｒ２７・√（Ｃ２３・Ｃ２４））
＝１．８（ｋＨｚ）
ローパスフィルタ８のクオリティファクタＱ２は以下のように与えられる。
【００３５】
Ｑ２＝（１／２）・√（Ｃ２３／Ｃ２４）
＝０．５５
このように、Ｑ２もＱ１と同様低く設定することで、遮断周波数帯域において穏やかな位相変化が得られ、入力信号と加算した際、急峻な周波数特性にならないようにすることができる。
【００３６】
ローパスフィルタ７の出力インピーダンスは低域においてＲ２６に等しくなり、後の加算演算に誤差を生じるため、出力信号Ｓ５をバッファアンプ２０に通し、インピーダンスを下げた信号Ｓ５´を得る。信号Ｓ５´とＳ６とＳ１を加算器１０に入力することによりＬチャネル側のサラウンド信号Ｓ９を得ることができる。
【００３７】
信号Ｓ５´とＳ６を加算器１１に入力しその出力信号Ｓ８を得る。加算器１１は反転加算器であるため、図１の原理図に示す加算器９とインバータ１１の役割を果たしている。信号Ｓ８とＳ２を加算器１２に入力することにより、Ｒチャネル側のサラウンド信号Ｓ１０を得ることができる。
【００３８】
図３と図４は図２の回路のＬチャネルに信号を入力し、Ｒチャネルには信号を入力しない場合の耳の位置での周波数特性を計算したものである。スピーカ間隔２０ｃｍ、スピーカから聴取者までの距離を５０ｃｍ、両耳間の距離を１６ｃｍとし、音源は理想的な点音源として計算した。
【００３９】
図３は実施の形態例における耳の位置での周波数特性を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸音圧（ｄＢ）である。ｆ７はＬチャネルの特性を、ｆ８はＲチャネルの特性をそれぞれ示す。図４は実施の形態例におけるサラウンド回路の周波数特性例を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸はゲイン（ｄＢ）である。ｆ９はＬチャネルの特性を、ｆ１０はＲチャネルの特性をそれぞれ示す。図４において、Ｌチャネルの曲線は図２の加算器１０の出力Ｓ９に相当し、Ｒチャネルの曲線は図２の加算器１２の出力Ｓ１０に相当する。図３に示す特性と図８に示す特性を比較すると、図３に示す特性が穏やかな特性となっていることが分かる。
【００４０】
図５は実施の形態例における左右の耳の位置での位相差を示す図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は音圧（ｄＢ）である。ｆ１１はＰＨ１を、ｆ１２はＰＨ２をそれぞれ示す。図において、ＰＨ１は実施の形態例におけるサラウンド回路を使用した場合の左右の耳の位置での位相差である。ＰＨ２はサラウンド回路を使用しない場合の位相差を示す。サラウンド回路を使用した方が位相差が大きくなっていることが分かる。
【００４１】
本発明によれば、サラウンド信号は、従来技術における図１０に示す５ｋＨｚ付近の急峻なディップが緩やかになっていることが、図４の特性より確認することができる。また、耳の位置での周波数特性と１ｋＨｚまでの位相差の特性も図３と図５により従来の方式のサラウンド回路と同じような効果が得られることが確認できた。
【００４２】
以上、説明したように、本発明によれば、サラウンド回路で周波数特性に急峻なディップが発生しないため、スイートスポットから離れた場合でも良好な再生音を聴取者に提供することができる。また、本発明はＬチャネル信号とＲチャネル信号の差信号を用いることから、音楽ソースの中でセンターに配置されることが多いボーカルの成分は差信号が少ないので周波数特性を変更することなく再生される。従って、音楽的に違和感の少ない自然な再生音を聴取者に提供することができる。
【００４３】
実際に予め録音してあるステレオ信号をサラウンド回路をオフにした時とオンにした時とで聴き比べたところ、サラウンド回路をオンにした時には、スピーカの間隔が２０ｃｍ程度しか離れていないにも関わらず、極めて良好なサラウンド効果があることを確認することができた。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の原理回路図である。
【図２】本発明の一実施の形態例を示す回路図である。
【図３】実施の形態例における耳の位置での周波数特性を示す図である。
【図４】実施の形態例におけるサラウンド回路の周波数特性例を示す図である。
【図５】実施の形態例における左右の耳の位置での位相差を示す図である。
【図６】従来のサラウンド回路の構成例を示す図である。
【図７】移相回路の構成例を示す図である。
【図８】耳の位置での周波数特性を示す図である。
【図９】左右の耳の位置での位相差を示す図である。
【図１０】従来型サラウンド回路の周波数特性を示す図である。
【図１１】従来型サラウンド回路の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
１ Ｌチャネル信号
２ Ｒチャネル信号
３ バッファアンプ
４ バッファアンプ
５ 加算演算器
６ ハイパスフィルタ
７ ローパスフィルタ
８ ローパスフィルタ
９ 加算器
１０ 加算器
１１ インバータ
１２ 加算器
１３ パワーアンプ
１４ パワーアンプ
１５ スピーカ
１６ スピーカ
【出願人】 【識別番号】０００１１２５６５
【氏名又は名称】フォスター電機株式会社
【出願日】 平成１８年６月２７日（２００６．６．２７）
【代理人】 【識別番号】１０００８５１８７
【弁理士】
【氏名又は名称】井島 藤治

【識別番号】１０００９０４２４
【弁理士】
【氏名又は名称】鮫島 信重
【公開番号】 特開２００８−１０９１７（Ｐ２００８−１０９１７Ａ）
【公開日】 平成２０年１月１７日（２００８．１．１７）
【出願番号】 特願２００６−１７６２１９（Ｐ２００６−１７６２１９）