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【発明の名称】 赤外線通信受信機及び赤外線ワイヤレスイヤホン
【発明者】 【氏名】井上 高広

【氏名】河辺 勇
【要約】 【課題】音声ノイズをオフにすることができる赤外線ワイヤレスイヤホンを実現する。

【構成】赤外線ワイヤレスイヤホン１は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部７と、受信部７により受信した音声信号に基づいてスピーカ１１を駆動するスピーカ駆動部１０と、受信部７に供給される電源電圧の変化に応じて、受信部７に供給される電源をオフにする電源電圧監視回路２とを備え、電源電圧監視回路２は、電源電圧が第１電圧よりも低下すると、受信部７に供給される電源をオフにする。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、
前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段と、
前記受信手段に供給される電源電圧の変化に応じて、前記受信手段に供給される電源をオフにする電源電圧監視回路とを備えたことを特徴とする赤外線通信受信機。
【請求項２】
前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧が第１電圧よりも低下すると、前記受信手段に供給される電源をオフにする請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項３】
前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧が第２電圧よりも上昇すると、前記受信手段に供給される電源をオフにする請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項４】
前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧の変化に応じた信号を出力するための外部端子を有している請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項５】
前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、
前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を、前記電源電圧の値に応じて伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有する請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項６】
前記パルス幅伸縮手段は、単安定マルチバイブレータにより構成されている請求項５記載の赤外線通信受信機。
【請求項７】
前記電源電圧監視回路は、ローパスフィルタを有している請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項８】
前記電源電圧監視回路は、ヒステリシスコンパレータを有している請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項９】
前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧の変化を検出するための設定電圧を生成するバンドギャップ電圧源を有している請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項１０】
請求項１記載の赤外線通信受信機と、
前記スピーカ駆動手段によって駆動されるスピーカとを備えたことを特徴とする赤外線ワイヤレスイヤホン。
【発明の詳細な説明】【技術分野】
【０００１】
本発明は、赤外線通信受信機及び赤外線ワイヤレスイヤホンに関し、特に、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機及び赤外線ワイヤレスイヤホンに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ディジタルの音声信号処理を行う機器の開発が活発に行われている。これに伴って、機器間の接続のためのディジタル音声信号技術もさかんに開発されている。
【０００３】
赤外線通信の世界標準規格であるＩｒＤＡ（Ｉｎｆｒａ−ｒｅｄ Ｄａｔａ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）に基づいた赤外線通信デバイスにより、音声データを通信する際に、ＰＣＭ信号をＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調した１ｂｉｔデータ列を転送する方式が提案されている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
図１３は、従来の赤外線ワイヤレスイヤホンの構成を示すブロック図である。赤外線ワイヤレスイヤホン９１は、受信部９７を備える。受信部９７は、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列により表される音声信号を赤外線により受信し、パルス幅拡張部９０に与える。パルス幅拡張部９０は、受信部９７により与えられた音声信号のパルス幅を拡張してスピーカ駆動部８０に与える。スピーカ駆動部８０は、パルス幅拡張部９０によってパルス幅が拡張された音声信号に基づいてスピーカ８１を駆動する。
【０００５】
受信部９７としては、ＩｒＤＡ受信用デバイスおよび赤外線リモコン受信デバイスが考えられる。下記の(表１)及び（表２）に示す通信レートから考えてＩｒＤＡ受信用デバイスの１．１５２Ｍｂｐｓ（ＭＩＲ），４Ｍｂｐｓ（ＦＩＲ）が好適である。
【０００６】
【表１】


【０００７】
【表２】


【０００８】
図１４はパルス幅拡張部９０の構成を示す回路図であり、図１５はその動作を示す波形図である。パルス幅拡張部９０は、トランジスタＴｒ９４と抵抗Ｒ９４と容量Ｃ９４とインバータＩｎｖ９４とを備える。トランジスタＴｒ９４のドレインと抵抗Ｒ９４の一端と容量Ｃ９４の一端とインバータＩｎｖ９４の入力側とは、ポイントＡにおいて互いに結合されている。抵抗Ｒ９４の他端は電源電圧Ｖｄｄを与える端子に接続されており、容量Ｃ９４の他端及びトランジスタＴｒ９４のソースは接地されている。
【０００９】
トランジスタＴｒ９４のゲートにパルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ９４Ａが入力されると、ポイントＡにおいて発生する信号Ｓ９４ＢとインバータＩｎｖ９４のしきい値電圧Ｖｔｈとの交点に基づいて、パルス幅ｔ＿ｉｎよりも長いパルス幅ｔ＿ｏｕｔを伴う音声信号Ｓ９４ＣがインバータＩｎｖ９４から出力される。
【００１０】
この場合、パルス幅は下記の式に従って拡張される。
【００１１】
パルス幅ｔ＿ｏｕｔ ＝ ｔ＿ｉｎ ＋ Ｃ×Ｒ×ｌｎ（Ｖｄｄ／Ｖｔｈ）、
ここで、
ｔ＿ｉｎ ：入力音声信号Ｓ９４Ａのパルス幅、
Ｖｔｈ ：インバータＩｎｖ９４のしきい値電圧、
である。
【００１２】
このように、パルス幅拡張部９０において音声信号のパルス幅を拡張してパルスの密度を大きくすることにより、より大きな音圧を得ることができる。
【特許文献１】特開２００４−１３５３２１号公報（平成１６年４月３０日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
音声データを赤外線で受信する場合、受信側の赤外線ワイヤレスイヤホン９１は通常、電池駆動となる。一般的な小型ボタン電池電圧は、３Ｖである。ここで、通常のＩｒＤＡデバイスでは、動作電源電圧は２．４Ｖ〜３．６Ｖである。このため、小型ボタン電池電圧が２．４Ｖ以下になると、赤外線ワイヤレスイヤホン９１は正常に動作せず、音声にノイズが発生する。また、電池は初期値が３Ｖであっても、使用するにしたがって電圧が低下するため、音圧が低下するという問題がある。
【００１４】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、音声ノイズをオフにすることができる赤外線通信受信機及び赤外線ワイヤレスイヤホンを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明に係る赤外線通信受信機は、上記課題を解決するために、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段と、前記受信手段に供給される電源電圧の変化に応じて、前記受信手段に供給される電源をオフにする電源電圧監視回路とを備えたことを特徴としている。
【００１６】
この特徴によれば、電源電圧監視回路により、受信手段に供給される電源電圧の変化に応じて、受信手段に供給される電源をオフにする。このため、電源電圧が、受信手段が動作可能な電圧範囲の外になるときに、受信手段に供給される電源をオフにして受信手段をシャットダウンすることができ、その結果、音声ノイズをオフにすることができる。
【００１７】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧が第１電圧よりも低下すると、前記受信手段に供給される電源をオフにすることが好ましい。
【００１８】
上記構成によれば、使用するに従って電源電圧が低下したときに、受信手段をシャットダウンして、音声ノイズをオフすることができる。
【００１９】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧が第２電圧よりも上昇すると、前記受信手段に供給される電源をオフにすることが好ましい。
【００２０】
上記構成によれば、電源電圧が異常に上昇したときに、受信手段をシャットダウンして、音声ノイズをオフすることができる。
【００２１】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧の変化に応じた信号を出力するための外部端子を有していることが好ましい。
【００２２】
上記構成によれば、外部端子から出力される信号に基づいて、受信手段に電源を供給する電池の交換時期を検知することが可能になる。
【００２３】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を、前記電源電圧の値に応じて伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有することが好ましい。
【００２４】
上記構成によれば、電源電圧の変化に応じて音圧を調整することができ、使用するに従って電源電圧が低下して、音圧が低下することを防止することができる。
【００２５】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記パルス幅伸縮手段は、単安定マルチバイブレータにより構成されていることが好ましい。
【００２６】
上記構成によれば、可変抵抗と電流源と比較器という簡単な構成の調整用可変電圧供給回路を有する単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【００２７】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、ローパスフィルタを有していることが好ましい。
【００２８】
上記構成によれば、電源電圧に重畳した高周波ノイズをローパスフィルタによって除去することができる。
【００２９】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、ヒステリシスコンパレータを有していることが好ましい。
【００３０】
上記構成によれば、電源電圧が急激に変動しても、チャタリングを防止することができる。
【００３１】
本発明に係る赤外線通信受信機では、前記電源電圧監視回路は、前記電源電圧の変化を検出するための設定電圧を生成するバンドギャップ電圧源を有していることが好ましい。
【００３２】
上記構成によれば、電源電圧の変化を検出するための設定電圧を、温度に依存することなく設定することができるため、電源電圧を高精度に監視することができる。
【００３３】
本発明に係る赤外線ワイヤレスイヤホンは、本発明に係る赤外線通信受信機と、前記スピーカ駆動手段によって駆動されるスピーカとを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３４】
本発明に係る赤外線通信受信機は、以上のように、前記受信手段に供給される電源電圧の変化に応じて、前記受信手段に供給される電源をオフにする電源電圧監視回路を備えているので、音声ノイズをオフすることができるという効果を奏する。
【００３５】
本発明に係る赤外線ワイヤレスイヤホンは、以上のように、本発明に係る赤外線通信受信機を備えているので、音声ノイズをオフすることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明の一実施形態について図１ないし図１２に基づいて説明すると以下の通りである。
【００３７】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る赤外線ワイヤレスイヤホン１の構成を示すブロック図である。赤外線ワイヤレスイヤホン１は、受信部７を備える。受信部７は、受信ブロック８を有している。受信ブロック８は、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列により表される音声信号を赤外線により受信し、スピーカ駆動部１０に与える。スピーカ駆動部１０は、受信ブロック８によって受信された音声信号に基づいてスピーカ１１を駆動する。
【００３８】
赤外線ワイヤレスイヤホン１には、電源電圧監視回路２が設けられている。電源電圧監視回路２は、受信ブロック８に供給される電源電圧の変化に応じて、受信ブロック８に供給される電源をオフにする。
【００３９】
図２は、電源電圧監視回路２の構成を説明するための回路図である。電源電圧監視回路２は、ローパスフィルタ回路４とＳＤ用回路１２とを有している。ローパスフィルタ回路４は、直列に接続された抵抗Ｒ１・Ｒ２を有している。抵抗Ｒ１の抵抗Ｒ２と反対側の一端は、受信ブロック８に供給される電源電圧Ｖｄｄが印加される端子に接続されている。抵抗Ｒ２と並列に容量Ｃ１が設けられている。抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ１と反対側は、接地されている。
【００４０】
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間から、下記の式で表される電圧Ｖ１が出力される。
【００４１】
Ｖ１＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×｛１／（１＋ｓ×Ｃ１×（Ｒ１／／Ｒ２））｝
×Ｖｄｄ
このように、電源電圧Ｖｄｄは、ローパスフィルタ回路４によって分圧される。
【００４２】
ローパスフィルタ回路４は、下記の式によって表されるカットオフ周波数を有するローパスフィルタを構成している。
【００４３】
カットオフ周波数＝１／（２×π×Ｃ１×（Ｒ１／／Ｒ２））
ローパスフィルタ回路４がローパスフィルタを構成することによって、電源電圧Ｖｄｄに重畳した高周波ノイズの除去が可能である。電圧Ｖ１には、ＤＣ電圧として、
｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｄｄ
の電圧が得られる。
【００４４】
ＳＤ用回路１２は、コンパレータＣｏｍｐ１を有している。コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子には、ローパスフィルタ回路４から電圧Ｖ１が供給される。コンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子には、基準電圧Ｖｔｈ０１が供給される。コンパレータＣｏｍｐ１は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ０１とを比較し、電源電圧Ｖｄｄの低下を検出し、受信ブロック８に供給される電源をオフにして受信ブロック８をシャットダウンさせるための信号ＳＤを、インバータＩｎｖ１を介してシャットダウン回路１３に供給する。
【００４５】
すなわち、
Ｖ１＜Ｖｔｈ０１
の時、
ＳＤ＝Ｈｉ （受信ブロック８ シャットダウン）
となり、
Ｖ１≧Ｖｔｈ０１
の時、
ＳＤ＝Ｌｏ （通常動作）
となる。
【００４６】
このとき、信号ＳＤを外部に出力するための外部端子をＳＤ用回路１２に設けると、赤外線ワイヤレスイヤホン１の電池の交換時期を検知することが可能である。
【００４７】
図３は、シャットダウン回路１３の構成を示す回路図である。シャットダウン回路１３は、
Ｖ１＜Ｖｔｈ０１ の時、ＳＤ＝Ｈｉ
になったことに応じて、受信ブロック８に電源を供給する電源回路をオフにしてシャットダウンする。
【００４８】
シャットダウンは、赤外線ワイヤレスイヤホン１全体の電源をオフにするのとは異なり、赤外線ワイヤレスイヤホン１の必要な回路ブロックだけをオンのまま残し、他の回路ブロックをオフすることを意味する。例えば、電源監視用の回路ブロックは、シャットダウン時も動作する必要がある。また、受信デバイスに設けられた、送信信号の入力検出用回路、及び間欠動作のためのウォッチドックタイマー用回路などは、シャットダウン時も動作する必要がある。送信信号の入力検出用回路は、送信信号が入力された場合、すぐにシャットダウン状態から復帰するために必要な回路である。間欠動作のためのウォッチドックタイマー用回路は、送信信号が入力されない待機時に間欠動作（１ｓｅｃに１ｍｓｅｃだけシャットダウン状態から、動作状態に戻る動作）の制御を行う回路である。
【００４９】
シャットダウン回路１３は、ＳＤ用カレントミラー回路１５を有している。ＳＤ用カレントミラー回路１５は、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ３・ＱＮ４・ＱＮ５を有している。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ３・ＱＮ４・ＱＮ５の各ベースは、互いに接続されており、各エミッタは、接地されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ３のコレクタとベースとは、互いに接続されている。
【００５０】
シャットダウン回路１３には、ＭＯＳトランジスタＭＮ１が設けられている。ＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートには、ＳＤ用回路１２からの信号ＳＤが供給される。ＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインは、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ４のベースに接続されており、そのソースは接地されている。
【００５１】
シャットダウン回路１３は、ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１・ＱＰ２・ＱＰ３・ＱＰ４を有している。ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１・ＱＰ２・ＱＰ３・ＱＰ４の各ベースは、互いに接続されており、各エミッタには、電源電圧Ｖｄｄが供給される。ＰＮＰ型トランジスタＱＰ４のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ３のコレクタに接続されている。
【００５２】
シャットダウン回路１３には、動作用カレントミラー回路１６が設けられている。動作用カレントミラー回路１６は、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ６・ＱＮ７・ＱＮ８が設けられている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ６・ＱＮ７・ＱＮ８の各ベースは互いに接続されており、各エミッタは接地されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ６のコレクタとベースとは、互いに接続されている。
【００５３】
シャットダウン回路１３は、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１・ＱＮ２を有している。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１・ＱＮ２のベースは、互いに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１のエミッタは、接地されており、そのコレクタとベースは、互いに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ２のエミッタは、抵抗Ｒ１０を介して接地されている。
【００５４】
通常、各回路ブロックは、基準電流源によって駆動され動作する。シャットダウン回路１３は、この基準電流源をオフすることにより、シャットダウン時に必要のない回路ブロックをオフする。
【００５５】
ＳＤ＝Ｈｉになると、ＭＯＳトランジスタＭＮ１がオンとなり、ＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレイン電圧はＬｏとなり、ＳＤ用カレントミラー回路１５がオフとなり、電流Ｉｒｅｆ＿ＳＤが、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ５に流れなくなる。シャットダウン時においても動作が必要な回路ブロックは、動作用カレントミラー回路１６によって駆動するため、シャットダウンされない。
【００５６】
以上のように本実施の形態によれば、赤外線ワイヤレスイヤホン１に電源電圧監視回路２を設けたので、電源電圧が動作範囲外になったときに、受信ブロック８をシャットダウンし、動作電源電圧範囲外の異常動作を防止して、音声ノイズをオフすることができる。また、電源電圧変動に対して、音圧の変動を低減できる。
【００５７】
また、ＳＤ信号を出力するための外部端子をＳＤ用回路１２に設けることにより、赤外線ワイヤレスイヤホン１の電池の交換時期を検知することが可能になる。
【００５８】
また、電源電圧監視回路２のローパスフィルタ回路に構成したローパスフィルタにより、高周波ノイズの除去が可能になる。
【００５９】
図４は、他の電源電圧監視回路２ａの構成を説明するための回路図である。図２を参照して前述した構成要素と同一の構成要素には、同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００６０】
図２の電源電圧監視回路２と同様に、電圧Ｖ１としては、ＤＣ電圧として、
｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｄｄ
の電圧が得られる。
【００６１】
コンパレータＣｏｍｐ２は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ０２とを比較して、電源電圧Ｖｄｄの上昇を検出し、受信ブロック８をシャットダウンさせるための信号ＳＤをシャットダウン回路１３に供給する。
【００６２】
すなわち、
Ｖ１＞Ｖｔｈ０２ の時、
ＳＤ＝Ｈｉ （ブロック８をシャットダウン）
Ｖ１≦Ｖｔｈ０２ の時、
ＳＤ＝Ｌｏ （通常動作）
となる。
【００６３】
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２に係る赤外線ワイヤレスイヤホン１ａの構成を示すブロック図である。実施の形態１において前述した構成要素と同一の構成要素には、同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００６４】
赤外線ワイヤレスイヤホン１ａは、受信部７ａを備えている。受信部７ａは、受信ブロック８とパルス幅伸縮部９とを有している。受信ブロック８は、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列により表される音声信号を赤外線により受信して、パルス幅伸縮部９に与える。パルス幅伸縮部９は、受信ブロック８により受信した音声信号のパルス幅を、受信ブロック８に供給される電源電圧の値に応じて伸縮させる。
【００６５】
赤外線ワイヤレスイヤホン１ａには、電源電圧監視回路２ｂが設けられている。図６は、電源電圧監視回路２ｂの構成を説明するための回路図である。電源電圧監視回路２ｂは、ローパスフィルタ回路４とパルス幅伸縮用回路１４とを有している。
【００６６】
パルス幅伸縮用回路１４は、互いに並列に配置された８個のコンパレータＣｏｍｐ１１・Ｃｏｍｐ１２・…Ｃｏｍｐ１７・Ｃｏｍｐ１８を有している。コンパレータＣｏｍｐ１１は、ローパスフィルタ回路４から供給された電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ１１とを比較した比較結果をデコーダ１７に出力する。コンパレータＣｏｍｐ１２は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ１２とを比較した比較結果をデコーダ１７に出力する。コンパレータＣｏｍｐ１７は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ１７とを比較した比較結果をデコーダ１７に出力する。コンパレータＣｏｍｐ１８は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ１８とを比較した比較結果をデコーダ１７に出力する。デコーダ１７は、下記の（表３）に示すように、８個のコンパレータＣｏｍｐ１１・Ｃｏｍｐ１２・…Ｃｏｍｐ１７・Ｃｏｍｐ１８からの比較結果に基づいて、Ｄｏ［０］、Ｄｏ［１］、Ｄｏ［２］の３ｂｉｔの出力をパルス幅伸縮部９に供給する。
【００６７】
【表３】


【００６８】
図７は、パルス幅伸縮部９の構成を示す回路図である。パルス幅伸縮部９は、単安定マルチバイブレータ１８によって構成されている。単安定マルチバイブレータ１８は、音声信号が入力されるインバータＩｎｖ２を備える。インバータＩｎｖ２の出力側には、容量Ｃ２が接続されている。容量Ｃ２のインバータＩｎｖ２と反対側にはインバータＩｎｖ３と抵抗Ｒ３とが互いに並列に接続されている。抵抗Ｒ３の容量Ｃ２と反対側には電源電圧Ｖｄｄを与える端子が接続されている。
【００６９】
インバータＩｎｖ３の出力側には、トランジスタＴｒと、可変電流供給回路１９と、容量Ｃ３と、コンパレータＣｏｍｐ２１とが設けられている。トランジスタＴｒのドレインと可変電流供給回路１９と容量Ｃ３とコンパレータＣｏｍｐ２１の非反転入力端子とは、ラインＣによって互いに結合されている。
【００７０】
可変電流供給回路１９は、互いに並列に配置された電流源２０ａ・２０ｂ・２０ｃ・２０ｄと、電流源２０ｂに直列に接続されたスイッチＳＷ１と、電流源２０ｃに直列に接続されたスイッチＳＷ２と、電流源２０ｄに直列に接続されたスイッチＳＷ３とを有している。
【００７１】
トランジスタＴｒのソースは接地されている。コンパレータＣｏｍｐ２１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給される。
【００７２】
図８は、パルス幅伸縮部９の動作を示す波形図である。パルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ７ｉｎがインバータＩｎｖ２に入力されると、容量Ｃ２と抵抗Ｒ３とにより構成されたハイパスフィルタにより、この音声信号Ｓ７ｉｎの入力パルスの立ち上がりエッジが検出されて、パルス信号Ｓ７ＡがラインＡを通ってインバータＩｎｖ３に出力される。インバータＩｎｖ３は、パルス信号Ｓ７Ａに基づいてゲートパルスＳ７Ｂを生成してトランジスタＴｒのゲートに出力する。そしてゲートパルスＳ７Ｂをスイッチとして、図８に示す信号Ｓ７ＣがラインＣを通ってコンパレータＣｏｍｐ２１の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣｏｍｐ２１は、信号Ｓ７Ｃを可変電圧Ｖｒｅｆ２と比較してパルス幅ｔ＿ｏｕｔを有する信号Ｓ７ｏｕｔを生成する。信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔは、下記の式によって定まる。
【００７３】
パルス幅ｔ＿ｏｕｔ ＝ ｔｇ ＋ Ｃ３×Ｖｒｅｆ１／（Ｉ１＋ｎ×Ｉ２）、
ここで、
ｔｇ ：ゲートパルスＳ７Ｂのパルス幅、
Ｃ３ ：調整用容量、
Ｖｒｅｆ１ ：調整用電圧、
Ｉ１ ：調整用電流、
ｎ ：０〜７、Ｄｏ[０]、Ｄｏ[１]、Ｄｏ[２]に応じたスイッチＳＷ１・ＳＷ２
・ＳＷ３の開閉により調整する。
である。
【００７４】
ここで、ｎの値に応じてパルス幅調整が可能であることが明らかである。
【００７５】
電源電圧Ｖｄｄが変化して、デコーダ１７の出力Ｄｏｕｔ[０]、Ｄｏｕｔ[１]、Ｄｏｕｔ[２]が変化すると、信号Ｓ７Ｃとの交点が移動し、信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔを調整することができる。
【００７６】
パルス幅伸縮用回路１４のコンパレータを増やし、出力Ｄｏｕｔを４ｂｉｔ（ｎ＝０〜１５），５ｂｉｔ（ｎ＝０〜３１）・・・ とすることにより、高精度にパルス幅を調整することが可能である。
【００７７】
また、第１項 ｔｇ は、第２項にくらべ小さく、通常無視できる。電源電圧の３．６Ｖから２．４Ｖへの変動に応じて、ｎを７から０へと調整することにより、パルス幅が大きくなり、音圧調整が可能である。
【００７８】
以上のように本実施の形態によれば、電源電圧監視回路２ｂとパルス幅伸縮部９とを設けたので、電源電圧の変動に応じて音圧を調整することが可能である。
【００７９】
図９は、他の電源電圧監視回路２ｃの構成を説明するための回路図である。前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付している。従って、これらの構成要素の詳細な説明は省略する。
【００８０】
電源電圧監視回路２ｃは、ローパスフィルタ回路４とＳＤ用回路１２ｃとパルス幅伸縮用回路１４とを有している。ＳＤ用回路１２ｃは、互いに並列に配置されたコンパレータＣｏｍｐ１・Ｃｏｍｐ２を有している。コンパレータＣｏｍｐ１は、ローパスフィルタ回路４から供給された電圧Ｖ１を基準電圧Ｖｔｈ０１と比較した結果を論理素子２１に出力する。コンパレータＣｏｍｐ２は、電圧Ｖ１を基準電圧Ｖｔｈ０２と比較した結果を論理素子２１に出力する。論理素子２１は、コンパレータＣｏｍｐ１の比較結果とコンパレータＣｏｍｐ２の比較結果との排他的論理和を表す信号ＳＤをシャットダウン回路１３に供給する。
【００８１】
図２の電源電圧監視回路２と同様に、電圧Ｖ１としては、ＤＣ電圧として、
｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｄｄ
の電圧が得られる。
【００８２】
図１０は、電源電圧監視回路２ｃの動作を示す波形図である。コンパレータＣｏｍｐ１・Ｃｏｍｐ２・Ｃｏｍｐ１１〜Ｃｏｍｐ１８のそれぞれは、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｔｈ０１・Ｖｔｈ０２・Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８とを比較する。下記の（表４）に示すように、ＳＤ用回路１２ｃは、電圧Ｖ１の値に応じた信号ＳＤをシャットダウン回路１３に出力し、パルス幅伸縮用回路１４は、電圧Ｖ１の値に応じた３ｂｉｔの信号Ｄｏ［０］、Ｄｏ［１］、Ｄｏ［２］をパルス幅伸縮部９に出力する。
【００８３】
【表４】


【００８４】
図１１（ａ）は、ヒステリシスコンパレータ５の構成を示す回路図である。コンパレータＣｏｍｐ１・Ｃｏｍｐ２・Ｃｏｍｐ１１〜Ｃｏｍｐ１８のそれぞれは、ヒステリシスコンパレータ５によって構成してもよい。
【００８５】
ヒステリシスコンパレータ５は、ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２を備えている。ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２のソースは、互いに接続され、電流源Ｉに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートには、電圧Ｖ１が入力され、ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートには、基準電圧Ｖｔｈが入力される。
【００８６】
ヒステリシスコンパレータ５には、ＭＯＳトランジスタＭ３・Ｍ４が設けられている。ＭＯＳトランジスタＭ３・Ｍ４のゲートは、互いに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインとゲートとは、互いに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３・Ｍ４のソースは、電源電圧Ｖｄｄを与えるラインに接続される。
【００８７】
ヒステリシスコンパレータ５は、ＭＯＳトランジスタＭ５・Ｍ６を備えている。ＭＯＳトランジスタＭ５・Ｍ６のゲートは、互いに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ５のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインとゲートとは、互いに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ５・Ｍ６のソースは、電源電圧Ｖｄｄを与えるラインに接続される。
【００８８】
ヒステリシスコンパレータ５には、ＭＯＳトランジスタＭ７・Ｍ８が設けられている。ＭＯＳトランジスタＭ７・Ｍ８のゲートは、互いに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ７・Ｍ８のソースは、ＧＮＤに接続される。ＭＯＳトランジスタＭ７のゲートとドレインとは互いに接続されている。
【００８９】
ヒステリシスコンパレータ５は、ＭＯＳトランジスタＭ９を備えている。ＭＯＳトランジスタＭ９のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ７のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ９のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ９のソースは、電源電圧Ｖｄｄを与えるラインに接続される。
【００９０】
ヒステリシスコンパレータ５には、ＭＯＳトランジスタＭ１０が設けられている。ＭＯＳトランジスタＭ１０のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ８のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１０のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ６のゲートに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１０のソースは、電源電圧Ｖｄｄを与えるラインに接続される。
【００９１】
ヒステリシスコンパレータ５は、ＭＯＳトランジスタＭ１１・Ｍ１２を備えている。ＭＯＳトランジスタＭ１１のソースには、電源電圧Ｖｄｄが供給される。ＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１・Ｍ１２のゲートは、互いに接続されて、ＭＯＳトランジスタＭ８のドレインに結合されている。ＭＯＳトランジスタＭ１２のソースは、接地されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１・Ｍ１２の間に出力端子が接続されている。
【００９２】
図１１（ｂ）（ｃ）は、ヒステリシスコンパレータ５の動作を説明するための回路図である。
【００９３】
電圧Ｖ１が、
Ｖ１ ＞ Ｖｔｈ−ΔＶ
という関係を満足するとき、図１１（ｂ）に示す状態となり、破線部の回路はオフする。
【００９４】
したがって、矢印Ａ１で示す電流が流れ、出力はハイ（Ｈ）となる。
Ｖ１ ＝ Ｖｔｈ−ΔＶ
のとき、回路が平衡になるとすると、ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２を流れる電流は、
Ｍ１： ｛１／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌ
Ｍ２： ｛Ｎ／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌ
となり、このときのゲート−ソース電圧Ｖｇｓの差が、ΔＶとなる。
ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２のＷ／Ｌ比が同じであるとすると、
Ｖｔｈ − Ｖｇｓ２ ＝ Ｖ１ − Ｖｇｓ１
より、
ΔＶ ＝ Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ１
＝ （√２）×Ｖｏｖ×｛√（Ｎ／（Ｎ＋１））−√（１／（Ｎ＋１））｝
（Ｖｏｖ ＝ √（Ｉｔａｉｌ／（μ０×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ））
ここで、
Ｖｏｖ：ヒステリシスがない場合（Ｎ＝１）の、Ｍ１・Ｍ２のオーバードライブ電圧
である。
Ｖ１ ＜ Ｖｔｈ−ΔＶ
となると、正帰還のためＭＯＳトランジスタＭ１側に電流が全て流れることになり、出力がロー（Ｌ）になる。
【００９５】
電圧Ｖ１が、
Ｖ１ ＜ Ｖｔｈ＋ΔＶ
となると、図１１（ｃ）に示す状態となり、破線部の回路はオフする。したがって、矢印Ａ２で示す電流が流れ、出力はロー（Ｌ）となる。図１１（ｂ）の説明と同様に考えると、
Ｖ１ ＝ Ｖｔｈ＋ΔＶ
のとき、回路が平衡になるとすると、ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２を流れる電流は、
Ｍ１： ｛Ｎ／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌ
Ｍ２： ｛１／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌ
となり、このときのゲート−ソース電圧Ｖｇｓの差が、ΔＶとなる。
ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２のＷ／Ｌ比が同じであるとすると、
Ｖｔｈ − Ｖｇｓ２ ＝ Ｖ１ − Ｖｇｓ１
より、
ΔＶ ＝ Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２
＝ （√２）＊Ｖｏｖ＊｛√（Ｎ／（Ｎ＋１））−√（１／（Ｎ＋１））｝
（Ｖｏｖ ＝ √（Ｉｔａｉｌ／（μ０×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ））
ここで
Ｖｏｖ：ヒステリシスがない場合（Ｎ＝１）の、ＭＯＳトランジスタＭ１・Ｍ２のオーバードライブ電圧
である。
Ｖ１ ＞ Ｖｔｈ＋ΔＶ
となると、正帰還のためＭＯＳトランジスタＭ２側に電流が全て流れることになり、出力がハイ（Ｈ）になる。
【００９６】
図１１（ｂ）（ｃ）に示す動作により、図１１（ａ）に示すヒステリシスコンパレータ５は、±ΔＶのヒステリシス電圧を持つ。基準電圧Ｖｔｈ０１・Ｖｔｈ０２・Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８のコンパレータＣｏｍｐ１・Ｃｏｍｐ２・Ｃｏｍｐ１１〜Ｃｏｍｐ１８にヒステリシス特性を備えることにより、電源電圧の急な変動に対し、ＳＤ、Ｄｏ［０−２］のチャタリングを防止することができる。
【００９７】
図１２は、電源電圧監視回路２ｃに設けられたバンドギャップ電圧源６の構成を示す回路図である。バンドギャップ電圧源６は、ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１１・ＱＰ１２・ＱＰ１３を有している。ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１１・ＱＰ１２・ＱＰ１３の各ベースは、互いに接続されており、各エミッタには、電源電圧Ｖｄｄが供給される。
【００９８】
バンドギャップ電圧源６は、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１１・ＱＮ１２を有している。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱＮ１１・ＱＮ１２のベースは、互いに接続されている。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱＮ１１のエミッタは、接地されており、そのコレクタとベースは、互いに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１２のエミッタは、抵抗Ｒ１０を介して接地されている。
【００９９】
バンドギャップ電圧源６には、ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１３が設けられている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１３のコレクタは、ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１３のコレクタに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１３のコレクタとベースとは、互いに接続されている。ＮＰＮ型トランジスタＱＮ１３のエミッタは、抵抗Ｒ１１を介して接地されている。
【０１００】
ＰＮＰ型トランジスタＱＰ１３のコレクタは、オペアンプＯＰａｍｐ２１の非反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰａｍｐ２１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１２を介して接地されている。オペアンプＯＰａｍｐ２１の出力と反転入力端子は抵抗を介して接続される。オペアンプＯＰａｍｐ２１の出力は、抵抗分割されて、基準電圧Ｖｔｈ０１・Ｖｔｈ０２・Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８が生成される。
【０１０１】
一般的にモノリシックＩＣでＰＴＡＴ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｔｏ ａｂｓｏｌｕｔｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）電流を発生することは容易である。ＰＴＡＴ電流Ｉｒｅｆは、下記の式によって表される。
Ｉｒｅｆ ＝ Ｖｔ × （ｌｎ Ｋ） ／ Ｒ０
Ｖｔ ＝ ｋ×Ｔ／ｑ
ここで
ｋ：ボルツマン定数
Ｔ：絶対温度
ｑ：電子の素電荷
Ｎ：トランジスタＱ１、Ｑ２のサイズ比
である。
【０１０２】
ＶｒｅｆをＲ１×Ｉｒｅｆ＋Ｖｂｅによって構成すると、
Ｖｒｅｆ＝Ｒ１×Ｖｔ×（ｌｎ Ｎ）／Ｒｏ＋Ｖｂｅ
となる。
【０１０３】
温度係数は、
（∂Ｖｒｅｆ／∂Ｔ）＝｛Ｒ１×Ｖｔ×（ｌｎ Ｎ）／Ｒｏ｝／Ｔ＋（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）
（∂Ｖｒｅｆ／∂Ｔ）／Ｖｒｅｆ
＝Ａ×（１／Ｔ）＋Ｂ×（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）／Ｖｂｅ
ここで、
Ａ＝｛Ｒ１×Ｖｔ×（ｌｎ Ｎ）／Ｒｏ｝／Ｖｒｅｆ
Ｂ＝Ｖｂｅ／Ｖｒｅｆ
となる。
【０１０４】
１／Ｔは、正であり、（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）／Ｖｂｅは通常、負である。このため、Ａ，Ｂの値を調整することにより、温度係数を０に近づけることが可能である。このとき、一般的にＶｒｅｆ＝１．２５Ｖ付近となる。このＶｒｅｆを用いて、Ｖｔｈ０１、Ｖｔｈ０２、Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８を設定する。
【０１０５】
このバンドギャップ電圧源６を基準電圧Ｖｔｈ０１・Ｖｔｈ０２・Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８の生成に用いることにより、温度に依存することなく基準電圧Ｖｔｈ０１・Ｖｔｈ０２・Ｖｔｈ１１〜Ｖｔｈ１８を設定できるため、高精度に電源電圧を監視することができる。
【０１０６】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明は、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機及び赤外線ワイヤレスイヤホンに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】実施の形態１に係る赤外線ワイヤレスイヤホンの構成を示すブロック図である。
【図２】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられた電源電圧監視回路の構成を説明するための回路図である。
【図３】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられたシャットダウン回路の構成を示す回路図である。
【図４】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられた他の電源電圧監視回路の構成を説明するための回路図である。
【図５】実施の形態２に係る赤外線ワイヤレスイヤホンの構成を示すブロック図である。
【図６】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられた電源電圧監視回路の構成を説明するための回路図である。
【図７】上記赤外線ワイヤレスイヤホンの受信部に設けられたパルス幅伸縮部の構成を示す回路図である。
【図８】上記パルス幅伸縮部の動作を示す波形図である。
【図９】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられた他の電源電圧監視回路の構成を説明するための回路図である。
【図１０】上記他の電源電圧監視回路の動作を示す波形図である。
【図１１】（ａ）は、上記他の電源電圧監視回路に設けられたヒステリシスコンパレータの構成を示す回路図であり、（ｂ）（ｃ）は、上記ヒステリシスコンパレータの動作を説明するための回路図である。
【図１２】上記他の電源電圧監視回路に設けられたバンドギャップ電圧源の構成を示す回路図である。
【図１３】従来の赤外線ワイヤレスイヤホンの構成を示すブロック図である。
【図１４】上記赤外線ワイヤレスイヤホンに設けられたパルス幅拡張部の構成を示す回路図である。
【図１５】上記パルス幅拡張部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１ 赤外線ワイヤレスイヤホン
２ 電源電圧監視回路
３ 外部端子
４ ローパスフィルタ回路（ローパスフィルタ）
５ ヒステリシスコンパレータ
６ バンドギャップ電圧源
７ 受信部（受信手段）
８ 受信ブロック
９ パルス幅伸縮部（パルス幅伸縮手段）
１０ スピーカ駆動部（スピーカ駆動手段）
１１ スピーカ
１２ ＳＤ用回路
１３ シャットダウン回路
１４ パルス幅伸縮用回路（パルス幅伸縮手段）
【出願人】 【識別番号】０００００５０４９
【氏名又は名称】シャープ株式会社
【出願日】 平成１８年６月２７日（２００６．６．２７）
【代理人】 【識別番号】１１００００３３８
【氏名又は名称】特許業務法人原謙三国際特許事務所
【公開番号】 特開２００８−１０９７４（Ｐ２００８−１０９７４Ａ）
【公開日】 平成２０年１月１７日（２００８．１．１７）
【出願番号】 特願２００６−１７７０７０（Ｐ２００６−１７７０７０）