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【発明の名称】 OFDMを用いた無線通信方法及びOFDM受信装置
【発明者】 【氏名】江頭 慶真

【氏名】田邉 康彦

【要約】 【課題】特殊なプリアンブル信号を用いることなく直交変調器のIQインバランスによるサブキャリア対間の相互干渉量を推定してIQインバランスの補償を可能とする。

【構成】周波数軸上で対称の位置にあるサブキャリア対に割り当てられた第1送信パイロット信号及び第2送信パイロット信号を有する第1OFDMシンボルと第2OFDMシンボルを含み、第1送信パイロット信号と第4送信パイロット信号の複素共役との積と、第3送信パイロット信号と第2送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるOFDM信号を送信し、受信側で受信OFDM信号中の第1及び第2OFDMシンボルの区間に第1サブキャリアに対応する第1及び第2受信パイロット信号を抽出して、各サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分と干渉成分を表す係数を推定し、各係数から直交変調時にOFDM信号に生じたIQインバランス特性を推定して受信OFDM信号について振幅誤差及び位相誤差の影響を補償する。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信パイロット信号及び第2送信パイロット信号を有する第1OFDMシンボルと、前記第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた、送信側及び受信側で既知の第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号を有する第2OFDMシンボルを含み、前記第1送信パイロット信号と前記第4送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第3送信パイロット信号と第2送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるOFDM信号を生成するステップと;
生成されたOFDM信号を直交変調して送信するステップと;
送信されたOFDM信号を受信して受信OFDM信号を出力するステップと;
前記受信OFDM信号中の前記第1OFDMシンボルの区間に前記第1サブキャリアに対応する第1受信パイロット信号を抽出するステップと;
前記受信OFDM信号中の前記第2OFDMシンボルの区間に前記第1サブキャリアに対応する第2受信パイロット信号を抽出するステップと;
少なくとも前記第1受信パイロット信号及び第2受信パイロット信号を用いて、前記第1サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第1の係数、及び前記第2サブキャリアによって前記第1サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第2の係数を推定するステップと;
推定された第1の係数及び第2の係数から前記送信されたOFDM信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差を一意に決定するIQインバランス特性を推定するステップと;
推定されたIQインバランス特性に従って前記受信OFDM信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するステップと;
前記補償が行われたOFDM信号を復号するステップと;を具備する無線通信方法。
【請求項2】
中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信パイロット信号及び第2送信パイロット信号を有する第1OFDMシンボルと、前記第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号を有する第2OFDMシンボルを含み、前記第1送信パイロット信号と前記第4送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第3送信パイロット信号と第2送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零である、直交変調が施されて送信されたOFDM信号を受信して受信OFDM信号を出力する受信ユニットと;
少なくとも前記受信OFDM信号中の前記第1送信パイロット信号に対応する第1受信パイロット信号及び前記受信OFDM信号中の前記第3送信パイロット信号に対応する第2受信パイロット信号を用いて、前記第1サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第1の係数、及び前記第2サブキャリアによって前記第1サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第2の係数を推定する第1の推定部と;
推定された第1の係数及び第2の係数から前記送信されたOFDM信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を一意に決定するIQインバランス特性を推定する第2の推定部と;
推定されたIQインバランス特性に従って前記受信OFDM信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償する補償部と;
前記補償が行われたOFDM信号を復号する復号部と;を具備するOFDM受信装置。
【請求項3】
前記送信されたOFDM信号は、前記第1送信パイロット信号と前記第3送信パイロット信号との積と、前記第2送信パイロット信号の複素共役と前記第4送信パイロット信号の複素共役との積との和が零である請求項2記載のOFDM受信装置。
【請求項4】
前記第1の推定部は、次式により前記第1の係数を推定する請求項2記載のOFDM受信装置。
【数1】


ただし、pTx(+K,n1),pTx(-K,n1),pTx(+K,n2)及びpTx(-K,n2)は前記第1送信パイロット信号、第2送信パイロット信号、第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号をそれぞれ表し、pRx(+K,n1)及びpRx(+K,n2)は前記第1受信パイロット信号及び第2受信パイロット信号をそれぞれ表し、*は複素共役演算を表す。
【請求項5】
前記第1の推定部は、次式により前記第2の係数を推定する請求項2記載のOFDM受信装置。
【数2】


ただし、pTx(+K,n1),pTx(-K,n1),pTx(+K,n2)及びpTx(-K,n2)は前記第1送信パイロット信号、第2送信パイロット信号、第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号をそれぞれ表し、pRx(+K,n1)及びpRx(+K,n2)は前記第1受信パイロット信号及び第2受信パイロット信号をそれぞれ表し、*は複素共役演算を表す。
【請求項6】
前記振幅誤差をgIQ、前記位相誤差をφIQとしたとき、前記IQインバランス特性はγIQ = gIQ exp(jφIQ)で与えられる請求項2記載のOFDM受信装置。
【請求項7】
前記第2の推定部は、次式により前記IQインバランス特性を推定する請求項2記載のOFDM受信装置。
【数3】


ただし、αEst(+K)及びβEst(-K)は、前記第1の係数及び第2の係数をそれぞれ表す。
【請求項8】
前記第2の推定部は、次式の値を平均化することにより前記IQインバランス特性を推定する請求項2記載のOFDM受信装置。
【数4】


ただし、αEst(+K)及びβEst(-K)は前記第1の係数及び第2の係数を表し、*は複素共役演算を表す。
【請求項9】
前記送信されたOFDM信号は、第3サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信情報信号及び第2送信情報信号を有する第4OFDMシンボルを含み、
前記受信OFDM信号中の、前記第1送信情報信号に対応する第1受信情報信号、前記受信OFDM信号中の、前記第2送信情報信号に対応する第2受信情報信号について次式により前記補償を行うことを特徴とする請求項2記載のOFDM受信装置。
【数5】


ただし、dChEq(k)は第1受信情報信号、dChEq(-k)は第2受信情報信号、γEstは前記IQインバランス特性、*は複素共役演算をそれぞれ表す。
【請求項10】
前記送信されたOFDM信号は、さらに中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第3サブキャリア及び第4サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信プリアンブル信号及び第2送信プリアンブル信号を有する第3OFDMシンボルを含み、
前記受信OFDM信号中の前記第1送信プリアンブル信号に対応する第1受信プリアンブル信号、前記受信OFDM信号中の前記第2送信プリアンブル信号に対応する第2受信プリアンブル信号及び前記推定されたIQインバランス特性から、第3サブキャリアに対応するチャネル応答特性を次式により推定するチャネル推定部をさらに含むことを特徴とする請求項2記載のOFDM受信装置。
【数6】


ただし、bRx(k)は第1受信プリアンブル信号、bRx(-k)は第2受信プリアンブル信号、γEstは前記推定されたIQインバランス特性、*は複素共役演算をそれぞれ表す。
【発明の詳細な説明】【技術分野】
【0001】
この発明は、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplexing:OFDM)を用いた無線通信方法及びOFDM受信装置に関する。
【背景技術】
【0002】
マルチパス伝搬路において伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境下では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信した際に生じる波形歪みを軽減できる方式として知られている。
【0003】
無線送信機では、ベースバンド帯の信号を高周波数帯の信号に周波数変換する際に、直交変調器を用いる。この直交変調器をアナログ回路で構成した場合、アナログ回路の不完全性により、IQインバランスと呼ばれる、同相成分と直交成分との間の振幅誤差や位相誤差が生じる。直交変調器においてIQインバランスが生じた場合、OFDM信号のサブキャリアのうち、中心周波数に対して互いに対称の位置にある2つのサブキャリア(サブキャリア対)の信号が相互に干渉し、受信品質を大きく劣化させる。
【0004】
このようなIQインバランスによるサブキャリア対間の相互干渉を除去するために、サブキャリア対毎にIQインバランスによる相互干渉量の推定及び補償を行う方式が特許文献1により提案されている。この方式では、特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を送信し、受信側で当該プリアンブル信号を用いてIQインバランスによるサブキャリア間の相互干渉量を推定する。
【特許文献1】特開2001−119364号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
このように特許文献1に記載された技術では、サブキャリア対毎に異なる特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を用いて、各サブキャリア対間のIQインバランスによる相互干渉量を推定するため、チャネル推定用プリアンブル信号のオーバヘッドが増加するという問題がある。
【0006】
この発明は、特殊なプリアンブル信号を用いることなく、直交変調器のIQインバランスに起因するサブキャリア対間の相互干渉量の推定及び補償を可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明の一態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信パイロット信号及び第2送信パイロット信号を有する第1OFDMシンボルと、前記第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号を有する第2OFDMシンボルを含み、前記第1送信パイロット信号と前記第4送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第3送信パイロット信号と第2送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるOFDM信号を生成するステップと;生成されたOFDM信号を直交変調して送信するステップと;送信されたOFDM信号を受信して受信OFDM信号を出力するステップと;前記受信OFDM信号中の前記第1OFDMシンボルの区間に前記第1サブキャリアに対応する第1受信パイロット信号を抽出するステップと;前記受信OFDM信号中の前記第2OFDMシンボルの区間に前記第1サブキャリアに対応する第2受信パイロット信号を抽出するステップと;抽出された前記第1受信パイロット信号及び第2受信パイロット信号を用いて、前記第1サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第1の係数、及び前記第2サブキャリアによって前記第1サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第2の係数を推定するステップと;推定された第1の係数及び第2の係数から前記送信されたOFDM信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差を一意に決定するIQインバランス特性を推定するステップと;推定されたIQインバランス特性に従って前記受信OFDM信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するステップと;前記補償が行われたOFDM信号を復号するステップと;を具備する無線通信方法を提供する。
【0008】
本発明の他の態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第1送信パイロット信号及び第2送信パイロット信号を有する第1OFDMシンボルと、前記第1サブキャリア及び第2サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第3送信パイロット信号及び第4送信パイロット信号を有する第2OFDMシンボルを含み、前記第1送信パイロット信号と前記第4送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第3送信パイロット信号と第2送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零である、直交変調が施されて送信されたOFDM信号を受信して受信OFDM信号を出力する受信ユニットと;前記受信OFDM信号中の前記第1送信パイロット信号に対応する第1受信パイロット信号、及び前記受信OFDM信号中の前記第3送信パイロット信号に対応する第2受信パイロット信号を用いて、前記第1サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第1の係数及び前記第2サブキャリアによって前記第1サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第2の係数を推定する第1の推定部と;推定された第1の係数及び第2の係数から前記送信されたOFDM信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を一意に決定するIQインバランス特性を推定する第2の推定部と;推定されたIQインバランス特性に従って前記受信OFDM信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償する補償部と;前記補償が行われたOFDM信号を復号する復号部と;を具備するOFDM受信装置を提供する。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば、OFDM無線通信システムにおいて周波数同期やタイミング同期に一般に用いられるパイロット信号に対して特定の条件を付与して送信を行う。これによりオーバヘッドの大きい特殊なプリアンブル信号を用いることなく、受信側において直交変調器のIQインバランスによる中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア対間の相互干渉量を推定でき、その推定結果に基づいてIQインバランスの補償を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0010】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
(第1の実施形態)
図1に示されるように、本発明の第1の実施形態に従うOFDM無線通信システムでは、送信アンテナ102を有するOFDM送信装置101からOFDM信号が送信される。送信されたOFDM信号は、受信アンテナ104を有するOFDM受信装置103によって受信される。ここでは、OFDM送信装置101とOFDM受信装置103がそれぞれ一つのアンテナを有する場合について述べるが、OFDM送信装置が複数の送信アンテナを有し、OFDM受信装置が複数の受信アンテナを有していてもよい。
【0011】
図2を用いて図1中に示すOFDM送信装置101の構成について説明する。OFDM送信装置101は符号化器201、ディジタル変調器202、シリアル・パラレル変換器203、パイロット信号挿入部204、プリアンブル信号付加部205、IFFT(逆高速フーリエ変換)ユニット206及び直交変調器を含む無線送信部207を有する。
【0012】
入力された送信データS201は、符号器201によって符号化される。符号化されたデータS202は、ディジタル変調器202によって例えばBPSK(Binary Phase Shift Keying)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)、あるいは64QAMなどのディジタル変調が施される。ディジタル変調器202から出力される変調データ信号S203は、シリアル・パラレル変換器203によって、データ信号を送信するためのサブキャリア(データサブキャリア)に割り当てられる。
【0013】
データサブキャリアに割り当てられた変調データS204は、パイロット信号挿入部204に入力される。パイロット信号挿入部204は、データサブキャリアの間のサブキャリア(パイロットサブキャリア)によって送信されるパイロット信号と呼ばれる既知信号の挿入を行う。言い換えれば、パイロット信号挿入部204はパイロットサブキャリアにパイロット信号を割り当てる。ここで、「データ信号あるいはパイロット信号をサブキャリアに割り当てる」とは、データ信号あるいはパイロット信号に対して、それらが割り当てられるべきサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。なお、後述するOFDM受信装置において受信されるOFDM信号中のパイロット信号と区別するため、OFDM送信装置から送信されるパイロット信号を送信パイロット信号と呼ぶ。
【0014】
パイロット信号挿入部204からの出力信号(パイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号とデータサブキャリアに割り当てられたデータ信号)S205は、プリアンブル信号付加部205に入力される。プリアンブル信号付加部205は、信号S205の前にチャネル推定用プリアンブルと呼ばれるチャネル推定のための既知信号を付加する。
【0015】
プリアンブル信号付加部205から出力される信号S206は、逆高速フーリエ変換(IFFT)ユニット206に入力される。IFFTユニット206による逆高速フーリエ変換の結果、信号S206は時間軸上のOFDM信号S207に変換される。OFDM信号S207は、無線送信部207に入力される。無線送信部207は、OFDM信号S207をアナログ信号に変換し、さらに無線周波数帯の信号に周波数変換を行って、送信OFDM信号を生成する。送信OFDM信号は、送信アンテナ102により送信される。
【0016】
図3は、無線送信部207の簡易モデルを示している。IFFTユニット206から出力された信号S207の同相成分と直交成分は、ディジタル/アナログ変換器やフィルタで構成されるような出力ユニット301及び302を経て、直交変調器を構成する乗算器303及び304に出力される。乗算器303及び304は、理想的には-π/2の位相差を有する2つのローカル信号S303とS304を、それぞれ同相成分の信号S301と直交成分の信号S302に乗じる。ローカル信号S303は発振器305によって生成され、ローカル信号S304はローカル信号S303を位相シフタ306により-π/2だけ位相をシフトすることにより生成される。乗算器303及び304からの出力信号は、加算器307で互いに足し合わされた後、送信アンテナ102から送信される。
【0017】
図3に示されるような無線送信部207をアナログ回路で構成した場合、ローカル信号S303とローカル信号S304との位相差を正確に−π/2にすることは難しい。すなわち、実際には図3中の位相シフタ306のブロック内に示されるφIQで示す位相誤差が上記の位相差に生じる。ローカル信号S303とローカル信号S304の振幅についても同様であり、出力ユニット301及び302の特性差により、ローカル信号S303とローカル信号S304との間に、図3中のgIQで示される振幅誤差が生じる。これらの位相誤差と振幅誤差は、合わせてIQインバランスと呼ばれている。
【0018】
次に、図4を用いてOFDM送信装置101において生成される送信OFDM信号のフレーム構成、特に送信パイロット信号の構成について詳しく説明する。
OFDM送信装置101は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)を送信する。ここで、bTx(k)はk番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブルの信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号が送信された後、データ信号dTx(k,n)と同時に送信パイロット信号pTx(k,n)が送信される。ここで、dTx(k,n)及びpTx(k,n)は、それぞれk番目のサブキャリアにおいてnシンボル目に送信されるデータ信号の値及び送信パイロット信号の値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)及び送信パイロット信号pTx(k,n)は、OFDM受信装置103において既知の信号である。
【0019】
ここで、+7番目と−7番目のサブキャリアに割り当てられた、n1シンボル目に(第1OFDMシンボルによって)送信される送信パイロット信号{pTx(+7,n1),pTx(-7,n1)}、及び+7番目と−7番目のサブキャリアに割り当てられた、n2シンボル目に(第2OFDMシンボルによって)送信される送信パイロット信号{pTx(+7,n2),pTx(-7,n2)}は、下式の条件を満足する。
【数7】


【0020】
また、望ましくは{pTx(+7,n1),pTx(-7,n1)}及び{pTx(+7,n2),pTx(-7,n2)}は、下式に示す条件を満足する。
【数8】


【0021】
送信パイロット信号が上式の条件を満足した場合、雑音環境下におけるIQインバランスの推定精度が改善され、その結果IQインバランスの補償精度が向上するという利点がある。
【0022】
ここでは式(1-1)を満足する送信パイロット信号が含まれるn1番目及びn2番目のシンボル(第1OFDMシンボル及び第2OFDMシンボル)を1シンボル目と2シンボル目とするが、これは一例であり、任意の2シンボル(例えば、3シンボル目と7シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと4シンボル目等)に式(1-1)を満足する送信パイロット信号が含まれていてもよい。
【0023】
式(1-1)及び(2-1)に示される二つの条件を同時に満足するpTx(+7,1),pTx(-7,1),pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)の組み合わせは、例えば以下の式(3)(4)及び(5)が挙げられる。
【数9】


【0024】
ここで、jは虚数単位を表す。
【0025】
送信パイロット信号は式(3)(4)及び(5)の組み合わせに限定されず、式(1-1)と望ましくは式(2-1)を満足する任意のパイロット信号を用いることが可能である。
【0026】
ここでは、送信パイロット信号に用いられるサブキャリア番号はk=±7であるが、これに限られない。中心周波数である0番目のサブキャリアに対して対称の位置にあるサブキャリアのペア(つまり+K番目のサブキャリアと−K番目のサブキャリア)が送信パイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアを送信パイロット信号に用いることが可能である。この場合、式(1-1)及び式(2-1)はそれぞれ以下のように一般化される。
【数10】


【0027】
すなわち、式(1-2)は送信パイロット信号pTx(+K,n1)と送信パイロット信号pTx(-K,n2)の複素共役pTx*(-K,n2)との積と、送信パイロット信号pTx(+K,n2)と送信パイロット信号pTx(-K,n1)の複素共役pTx*(-K,n1)との積との差が非零であることを表す。
【0028】
一方、式(2-2)は送信パイロット信号pTx(+K,n1)と送信パイロット信号pTx(+K,n2)との積と、送信パイロット信号pTx(-K,n1)の複素共役pTx*(-K,n1)と送信パイロット信号pTx(-K,n2)の複素共役pTx*(-K,n2)との積との和が零であることを表す。
【0029】
送信パイロット信号pTx(+7,1),pTx(-7,1),pTx(+7,2) 及びpTx(-7,2)、あるいはpTx(+K,n1),pTx(-K,n1),pTx(+K,n2) 及びpTx(-K,n2)を上記のように定めることにより、後述するように受信側においてIQインバランスによる振幅及び位相の変化と中心周波数に対して対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定し、それに基づいてIQインバランスの補償を容易に行うことができる。この場合、送信OFDM信号は特殊なプリアンブル信号を必要としない図4のフレーム構成をとることができ、プリアンブル信号によるオーバヘッドの増大を伴わないという利点がある。
【0030】
次に、図5を用いて図1中のOFDM受信装置103について説明する。OFDM受信装置103は無線受信部501、FFT(高速フーリエ変換)ユニット502、歪み係数推定部503、IQインバランス特性推定部504、チャネル推定部505、チャネル等化部506、IQインバランス補償部507及び復号部508を有する。無線受信部501では、受信アンテナ104により受信されたOFDM信号S501をベースバンドの信号へと周波数変換を行った後、ディジタル信号S502に変換する。無線受信部501から出力されたディジタル信号S502は、FFTユニット502に入力され、ここで高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号S503に分割される。ここで、あるシンボルにおけるサブキャリア毎の信号S503の中で、k番目のサブキャリアに対応する信号をsRx(k)とおく。また、簡単のため、フレーム内におけるチャネル応答及びIQインバランスの時間変動は無いものと仮定する。無線送信部207においてIQインバランスが生じた場合、sRx(k)は次式で表現できる。
【数11】


【0031】
ここで、STx(k)はk番目のサブキャリアによって送信された信号、m(k)はk番目のサブキャリアにおいて付加される雑音信号、*は複素共役演算を表す。α(k),β(k)は、共にチャネル応答特性と無線送信部207で生じるIQインバランス(振幅誤差と位相誤差)とで一意に与えられる係数(以後、歪み係数と呼ぶ)であり、それぞれ次式で表現できる。
【数12】


【0032】
ここで、h(k)はk番目のサブキャリアに対応するチャネル応答であり、γIQはγIQ = gIQ exp(jφIQ)(gIQ:振幅誤差,φIQ:位相誤差)で与えられるIQインバランス特性である。
【0033】
式(6)から、IQインバランスが生じると、+k番目のサブキャリアで受信される信号は、−k番目のサブキャリアで送信された信号からの干渉成分β(k)s*Tx(-k)を含んでいることがわかる。あるひとつのサブキャリアに対して、当該サブキャリアと中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある他のサブキャリアから与えられる上記の干渉は、受信品質を劣化させるため問題となる。第1の実施形態では、このようなIQインバランスによって生じる干渉成分β(k)s*Tx(-k)を以下のようにして除去することで受信品質を改善する。
【0034】
FFTユニット502からの出力信号S503のうち、送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号は、歪み係数推定部503に入力される。FFTユニット502からの出力信号S503のうち、チャネル推定用プリアンブル信号に対応する信号は、チャネル推定部505に入力される。FFTユニット502からの出力信号S503のうち、データに対応する信号は、チャネル等化部506に入力される。
【0035】
歪み係数推定部503は入力された1シンボル目の区間と2シンボル目の区間の受信パイロット信号から、受信パイロット信号に対応する±7番目のサブキャリアに関する歪み係数を推定する。歪み係数推定部503により推定された歪み係数を示す情報S504は、IQインバランス特性推定部504に与えられる。IQインバランス特性推定部504では、与えられた歪み係数からIQインバランス特性を推定し、当該特性を示す信号S505をチャネル推定部505とIQインバランス補償部507に与える。
【0036】
チャネル推定部505は、チャネル推定用プリアンブル信号とIQインバランス特性S505を用いてチャネル応答の推定を行い、推定したチャネル応答を示す信号S506をチャネル等化部506に入力する。チャネル等化部506は、推定されたチャネル応答に従って、データ信号に対してチャネル歪みを除去するための等化を行い、等化後のデータ信号S507をIQインバランス補償部507に出力する。
【0037】
IQインバランス補償部507は、IQインバランス特性S505を用いて、チャネル等化部506から入力されたデータ信号S507に対し、IQインバランスの影響を補償する処理を行う。IQインバランス補償部507は、IQインバランスの影響が補償されたデータ信号S508を復号部508に出力する。復号部508は、補償後のデータ信号S508に復号を施すことにより、送信データの再生データS509を出力する。
【0038】
以下、歪み係数推定部503、IQインバランス特性推定部504、チャネル推定部505、チャネル等化部506及びIQインバランス補償部507の詳細な処理について説明する。
まず、歪み係数推定部503の処理について説明する。歪み係数推定部503は、初めにFFTユニット502から1シンボル目の区間及び2シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。k番目のサブキャリアにおけるnシンボル目の区間の受信パイロット信号をpRx(k,n)とする。k番目のサブキャリアのnシンボル目に付加される雑音信号をm(k,n)とする。このとき、+7番目のサブキャリアにおける1シンボル目の区間及び2シンボル目の区間の受信パイロット信号pRx(+7,1)及びpRx(+7,2)は、式(6)より次式で表現できる。
【数13】


【0039】
すなわち、+7番目のサブキャリアにおいては2つのシンボル区間にわたり受信パイロット信号pRx(+7,1)及びpRx(+7,2)が得られるため、式(11)及び(12)のようにα(+7)及びβ(+7)に関する連立方程式を立てることができる。
【0040】
そこで、歪み係数推定部503は次に受信パイロット信号pRx(+7,1), pRx(+7,2)と既知の送信パイロット信号pTx(+7,1),pTx(-7,1),pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)の値から、送信パイロット信号が割り当てられているk=+7番目のサブキャリアに関する歪み係数α(+7),β(+7)を推定する。ここで、係数α(+7)はk=+7番目のサブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す。係数β(+7)はk=−7番目のサブキャリアによってk=+7番目のサブキャリアに与えられる干渉成分を表す。歪み係数α(+7),β(+7)の推定値をそれぞれαEst(+7),βEst(+7)とすると、歪み係数推定部503は次式の計算によりαEst(+7),βEst(+7)を算出する。
【数14】


【0041】
送信パイロット信号pTx(+7,1),pTx(-7,1),pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)は式(1-1)を満足するため、式(13-1)及び(14-1)の計算により歪み係数αEst(+7)及びβEst(+7)を算出することが可能である。また、熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0)、式(11)及び(12)を式(13-1)に代入すると、歪み係数の推定値αEst(+7)は実際の歪み係数α(+7)と同一値となることがわかる。同様に、式(11)及び(12)を式(14-1)に代入すると、歪み係数の推定値βEst(+7)は実際の歪み係数β(+7)と同一値となることがわかる。
【0042】
もし、送信パイロット信号pTx(+7,1),pTx(-7,1),pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)がさらに式(2-1)を満足する場合は、式(2-1)を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数αEst(+7)及びβEst(+7)の推定精度が改善される。歪み係数推定部503は、式(13-1)及び(14-1)の計算によって推定したαEst(+7)及びβEst(+7)を示す信号S504をIQインバランス特性推定部504に与える。
【0043】
ここで、式(1-2)及び式(2-2)に対応させて式(13-1)及び(14-1)を一般化して表すと、以下のようになる。
【数15】


【0044】
次に、IQインバランス特性推定部504の処理について説明する。IQインバランス特性推定部504は、歪み係数推定部503から受け取った歪み係数の推定値αEst(+7)及びβEst(+7)を用いてIQインバランス特性γIQを推定する。推定されたIQインバランス特性、すなわちIQインバランス特性γIQの推定値をγEstとすると、IQインバランス特性推定部504は次式の計算によりγEstを算出する。
【数16】


【0045】
ここで、式(13-2)及び式(14-2)に対応させて、Kを用いて式(15-1)を一般化して表すと、以下のようになる。
【数17】


【0046】
熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0)、αEst(+7)=α(+7)、βEst(+7)=β(+7)が成立するため、下式で表すように式(15-1)のIQインバランス特性の推定値γEstは実際のIQインバランス特性γIQと同一値となることがわかる。
【数18】


【0047】
IQインバランス特性推定部504は、算出したIQインバランス特性γEstをチャネル推定部505とIQインバランス補償部507に与える(S505)。
【0048】
次に、チャネル推定部505の処理について説明する。チャネル推定部505は、初めにFFTユニット502から受信チャネル推定用プリアンブル信号を受け取る。k番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号をbRx(k)とする。また、k番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号に付加される雑音信号をmb(k)とする。このとき、k番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号bRx(k)は、式(6)より次式で表現できる。
【数19】


【0049】
チャネル推定部505は、さらに、IQインバランス特性推定部504からIQインバランス特性の推定値γEstを受け取る。
【0050】
チャネル推定部505は、次に受信チャネル推定用プリアンブル信号bRx(k)、既知の送信チャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)及びIQインバランス特性の推定値γEstからチャネル応答特性h(k)を推定する。h(k)の推定値をhEst(k)とすると、チャネル推定部505は次式の計算によりhEst(k)を算出する。
【数20】


【0051】
熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0、mb(k)=0)、式(16-1)及び(17)を式(18)に代入すると、下式で表すようにチャネル応答特性の推定値hEst(k)は実際のチャネル応答特性h(k)と同一値となる。
【数21】


【0052】
チャネル推定部505は、推定したチャネル応答特性hEst(k)をチャネル等化部506に与える(S506)。
【0053】
次に、チャネル等化部506の処理について説明する。チャネル等化部506は、FFTユニット502から順次出力される受信データ信号を受け取る。FFTユニット502から入力されるk番目のサブキャリアにおけるnシンボル目のデータ信号をdRx(k,n)とする。式(6)よりdRx(k,n)は次式で与えられる。
【数22】


【0054】
ここで、m(k,n)はk番目のサブキャリアにおけるnシンボル目のデータ信号に付加される雑音信号である。
【0055】
チャネル等化部506は、チャネル応答特性の推定値hEst(k)がチャネル推定部505から入力されると、受信データ信号dRx(k,n)に対し、公知のチャネル等化法を適用することで、チャネルの影響を除去した受信データ信号dChEq(k,n)を得る。dChEq(k,n)は、例えば以下のチャネル等化法により求められる。
【数23】


【0056】
熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0、mb(k)=0)、式(19)及び(20)を式(21)に代入すると、下式で表すように送信データ信号の推定値受信データ信号dChEq(k,n)はチャネル応答特性h(k)の影響が除去されていることがわかる。
【数24】


【0057】
チャネル等化部506は、チャネルの影響を除去した受信データ信号dChEq(k,n)をIQインバランス補償部507に与える(S507)。
【0058】
次に、IQインバランス補償部507の処理について説明する。まずIQインバランス補償部507は、チャネル等化部506から出力される受信データ信号dChEq(k,n) を受け取る。IQインバランス補償部507は、IQインバランス特性の推定値γEst(S505)がIQインバランス特性推定部504から入力されると、受信データ信号dChEq(k,n)に対して、IQインバランスの影響を除去するための補償を行う。IQインバランスの影響を補償した後の受信データ信号をdEst(k,n)とすると、IQインバランス補償部507は、次式の計算により受信データ信号dEst(k,n)について補償を行う。
【数25】


【0059】
熱雑音の項を無視した場合、式(16-1)及び式(22)を式(23)に代入すると、IQインバランスの影響を補償した後の受信データ信号dEst(k,n)は次式で表現できる。
【数26】


【0060】
上式より、IQインバランスによって生じた中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にあるサブキャリア間の干渉を除去し、その結果、補償後の送信データ信号dEst(k,n)が実際の送信データ信号dTx(k,n)と同一値となり、正しく送信データ信号を復調できることがわかる。
【0061】
以上説明したように、第1の実施形態に係るOFDM受信装置では、受信パイロット信号から送信パイロット信号が割り当てられたサブキャリアに関する歪み係数を推定し、推定した歪み係数から算出したIQインバランス特性を用いて、データ信号におけるIQインバランスの影響の補償を行う。これらの推定及び補償処理を行うことで、式(24)で示したように、IQインバランスにより生じた中心周波数に対して対称の位置にあるサブキャリア間の干渉成分を除去でき、高い精度で送信データ信号を復調できる。また、第1の実施形態に係るOFDM受信装置では、推定した歪み係数から算出したIQインバランス特性を用いて、チャネル応答特性の推定を行う。そのため式(19)で示したように、チャネル応答特性をIQインバランスの影響を受けずに高い精度で推定することが可能であり、その結果受信データ信号に対して正しくチャネルの影響を除去することが可能となる。
【0062】
(第2の実施形態)
図7は、本発明の第2の実施形態におけるOFDM送信装置が送信するOFDM信号のフレーム構成を示している。第2の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアはk=±7,k=±21であるが、これに限られず中心周波数(0番目のサブキャリア)周波数に対して対称の位置関係にあるサブキャリアのペア(+K番目と−K番目のサブキャリア)がパイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアをパイロット信号の送信に用いることが可能である。また、第2の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリア数は4であるが、これに限られず任意の偶数の数のサブキャリアを用いることが可能である。
【0063】
第2の実施形態においてn1シンボル目の区間の送信パイロット信号{pTx(+k,n1),pTx(-k,n1)}と、n2シンボル目の区間のパイロット信号{pTx(+k,n2),pTx(-k,n2)}は下式の条件を満足する。
【数27】


【0064】
また、望ましくは{pTx(+k,n1),pTx(-k,n1)}及び{pTx(+k,n2),pTx(-k,n2)}は下式の条件を満足する。
【数28】


【0065】
第2の実施形態では、式(25)を満足するシンボル番号の組み合わせ{n1, n2}は{1, 2}とする。つまり、1シンボル目の区間のパイロット信号{pTx(+k,n1),pTx(-k,n1)}及び2シンボル目の区間のパイロット信号{pTx(+k,n2),pTx(-k,n2)}は、式(25)を満足する。第2の実施形態では、式(25)を満足するパイロット信号が含まれるシンボルは1シンボル目と2シンボル目であるが、これに限定されず、任意の2シンボル(例えば3シンボル目と7シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと4シンボル目等)に式(25)を満足するパイロット信号が含まれていてもよい。
【0066】
次に、本発明の第2の実施形態に係るOFDM受信装置について説明する。第2の実施形態に係るOFDM受信装置は、基本的に第1の実施形態で示した図5と同様であり、歪み係数推定部503及び補償ウエイト算出部504の動作だけが第1の実施形態と異なる。以下、第2の実施形態における歪み係数推定部503及び補償ウエイト算出部504の動作について説明する。
【0067】
まず、歪み係数推定部503の処理について説明する。歪み係数推定部503は、初めにFFTユニット502から1シンボル目の区間及び2シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。このとき、k=±7,k=±21番目のサブキャリアにおける1シンボル目の区間及び2シンボル目の区間の受信パイロット信号pRx(+k,1)及びpRx(+k,2)は、次式で表現できる。
【数29】


【0068】
次に、歪み係数推定部503は受信パイロット信号pRx(+k,1), pRx(+k,2)と既知の送信パイロット信号pTx(+k,1), pTx(+k,2)の値から、送信パイロット信号が割り当てられているk=±7,k=±21番目のサブキャリアに関する歪み係数α(+k),β(+k)を推定する。歪み係数α(+k),β(+k)の推定値をそれぞれαEst(+k),βEst(+k)とすると、歪み係数推定部503は次式の計算によりαEst(+k),βEst(+k)を算出する。
【数30】


【0069】
送信パイロット信号pTx(+k,1), pTx(+k,2)は式(25)を満足するため、式(29)及び(30)の計算により歪み係数αEst(+k)及びβEst(+k)を算出することが可能である。また、熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0)、式(27)及び(28)を式(29)に代入すると、歪み係数の推定値αEst(+k)は実際の歪み係数α(+k)と同一値となることがわかる。同様に、式(27)及び(28)を式(30)に代入すると、歪み係数の推定値βEst(+k)は実際の歪み係数β(+k)と同一値となることがわかる。
【0070】
もし、送信パイロット信号pTx(+k,1), pTx(+k,2)がさらに式(26)を満足する場合は、式(26)を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数αEst(+k)及びβEst(+k)の推定精度が改善される。歪み係数推定部503は、式(29)及び(30)の計算によって推定したk=±7,k=±21番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を示す信号S504をIQインバランス特性推定部504に与える。
【0071】
次に、IQインバランス特性推定部504の処理について説明する。IQインバランス特性推定部504は、歪み係数推定部503から受け取ったk=±7,k=±21番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を用いてIQインバランス特性γIQを推定する。k=±7,k=±21番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を用いて推定したIQインバランス特性をγEst(+k)とすると、IQインバランス特性推定部504は次式の計算によりγEst(+k)を算出する。
【数31】


【0072】
次に、IQインバランス特性推定部504は、k=±7,k=±21番目のサブキャリアに関して推定したIQインバランス特性γEst(+k)を次式のように平均化することで、最終的なIQインバランス特性の推定値γEstを得る。
【数32】


【0073】
熱雑音の項を無視した場合(m(k,n)=0)、αEst(+k)=α(+k)、βEst(+k)=β(+k)が成立するため、下式で表すように式(32)のIQインバランス特性の推定値γEstは実際のIQインバランス特性γIQと同一値となることがわかる。
【数33】


【0074】
第2の実施形態では、上式で示すようにパイロット信号が送信されているすべてのサブキャリア(k=±7,k=±21番目のサブキャリア)に関して推定したIQインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なIQインバランス特性γEstを推定しているが、これに限定されず、次式の例のようにパイロット信号が送信されている一部のサブキャリアに関して推定したIQインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なIQインバランス特性γEstを推定することも可能である。
【数34】


【0075】
なお、上式のように平均化を行う場合は、k=+7,k=21番目のサブキャリアについてのみ式(29),(30)及び(31)の算出を行えばよく、k=+7,k=−21番目のサブキャリアについて式(29),(30)及び(31)の算出を行わなくてもよい。
【0076】
また、第2の実施形態では式(32)で示すように、パイロット信号が送信されている複数のサブキャリアに関して推定したIQインバランス特性γEst(+k)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、次式の例のように各サブキャリアについて推定されたγEst(+k)毎に異なる重みρ(k)を乗じて平均化してもよい。
【数35】


【0077】
IQインバランス特性推定部504は、算出したIQインバランス特性γEstをチャネル推定部505とIQインバランス補償部507に与える(S505)。
【0078】
第2の実施形態では、式(32)で示したように、パイロット信号が送信されている複数のサブキャリアに関して推定したIQインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なIQインバランス特性γEstを算出している。そのため第1の実施形態に比べ、熱雑音環境下におけるIQインバランス特性の推定精度が向上し、その結果、チャネル推定部505におけるチャネル応答特性の精度やIQインバランス補償部507における補償精度を改善できる。
【0079】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【0080】
【図1】第1及び第2の実施形態に従うOFDM通信システムの概要図
【図2】第1及び第2の実施形態に従うOFDM信号送信装置のブロック構成図
【図3】図2中の無線送信部の簡易モデルを示した図
【図4】第1の実施形態に従って送信されるOFDM信号のサブキャリア配置を示す図
【図5】第1及び2の実施形態に従うOFDM信号受信装置のブロック構成図
【図6】第2の実施形態に従って送信されるOFDM信号のサブキャリア配置を示す図
【符号の説明】
【0081】
101・・・OFDM送信装置
102・・・送信アンテナ
103・・・OFDM受信装置
104・・・受信アンテナ
201・・・符号化部
202・・・ディジタル変調部
203・・・シリアル・パラレル変換器
204・・・パイロット信号挿入部
205・・・プリアンブル信号付加部
206・・・IFFTユニット
207・・・無線送信部
501・・・無線受信部
502・・・FFTユニット
503・・・歪み係数推定部
504・・・IQインバランス特性推定部
505・・・チャネル推定部
506・・・チャネル等化部
507・・・IQインバランス補償部
508・・・復号部
【出願人】 【識別番号】000003078
【氏名又は名称】株式会社東芝
【出願日】 平成18年7月5日(2006.7.5)
【代理人】 【識別番号】100058479
【弁理士】
【氏名又は名称】鈴江 武彦

【識別番号】100091351
【弁理士】
【氏名又は名称】河野 哲

【識別番号】100088683
【弁理士】
【氏名又は名称】中村 誠

【識別番号】100108855
【弁理士】
【氏名又は名称】蔵田 昌俊

【識別番号】100075672
【弁理士】
【氏名又は名称】峰 隆司

【識別番号】100109830
【弁理士】
【氏名又は名称】福原 淑弘

【識別番号】100084618
【弁理士】
【氏名又は名称】村松 貞男

【識別番号】100092196
【弁理士】
【氏名又は名称】橋本 良郎


【公開番号】 特開2008−17145(P2008−17145A)
【公開日】 平成20年1月24日(2008.1.24)
【出願番号】 特願2006−185878(P2006−185878)