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【発明の名称】 温度センサ回路
【発明者】 【氏名】田島 修
【要約】 【課題】本発明は、出力電圧のばらつきがなく、精度が向上する温度センサ回路を提供することを目的とする。

【解決手段】差動回路で構成され所定の温度特性を持つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ８，Ｒ２，Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度比例電圧を印加されると共に定電流を流されており前記絶対温度比例電圧を降下させて他端より出力する第１の抵抗素子（Ｒ６）とを有するため、第１の抵抗素子（Ｒ６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、出力電圧のばらつきを防止できる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】 差動回路で構成され所定の温度特性を持つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部と、一端に前記絶対温度比例電圧を印加されつと共に定電流を流されており前記絶対温度比例電圧を降下させて他端より出力する第１の抵抗素子とを有することを特徴とする温度センサ回路。
【請求項２】 請求項１記載の温度センサ回路において、前記定電流は、第２の抵抗素子に電流を流して発生する電圧がツェナー電圧と一致するように制御して得た電流であることを特徴とする温度センサ回路。
【発明の詳細な説明】【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は温度センサ回路に関し、特に、半導体素子の温度特性を利用して温度を検出する温度センサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、半導体素子の温度特性を利用して温度を検出する温度センサ回路がある。図２は、従来の温度センサ回路の一例の回路図を示す。同図中、電源Ｖｃｃと接地ＧＮＤ間に定電流源１０とツェナーダイオード１２とが直列接続されて、定電圧源を構成している。定電流源１０とツェナーダイオード１２のカソードとの接続点は、演算増幅器１４の非反転入力端子に接続されてツェナーダイオード１２で発生した定電圧のツェナー電圧ツェナー電圧ＶＺが演算増幅器１４に供給されている。演算増幅器１４の出力端子はｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続され、トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して接地されると共に演算増幅器１４の反転入力端子に接続され、トランジスタＱ１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。上記の演算増幅器１４とトランジスタＱ１と抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発生する電圧がツェナー電圧ＶＺと一致するように制御して精度の良い定電流を得ており、トランジスタＱ１のコレクタ電流はＶＺ／Ｒ１で表される。
【０００３】トランジスタＱ２のエミッタは電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ９のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ１０のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１０のエミッタ電流ＩEQ10はＶＺ／Ｒ１となる。
【０００４】ｐｎｐトランジスタＱ３，Ｑ４はエミッタ面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタは接地されてカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ２の他端に接続されている。
【０００５】トランジスタＱ３のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続され、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続され、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。これにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレクタからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッタフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差動回路に帰還されている。
【０００６】上記のトランジスタＱ３〜Ｑ８，抵抗Ｒ２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベース・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つため絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。
ＶPTAT＝［（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２］・［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ｎ）…（１）
但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度［ｄｅｇ］、ｑは電荷、ｌｎは自然対数、ｎはトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ面積比である。
【０００７】トランジスタＱ８のエミッタは、トランジスタＱ９のコレクタ及びトランジスタＱ１０のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタは接地され、ベースは演算増幅器２０の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器２０の出力端子は端子２２に接続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の反転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は抵抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の非反転増幅器を構成している。これにより、トランジスタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATはトランジスタＱ１０のベース・エミッタ間降下電圧ＶBEQ10 だけシフトされた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力される。
【０００８】例えば１０ｍＶ／ｄｅｇといった大きな温度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧ＶPTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃが３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、トランジスタＱ１０のＶBEQ10 でレベルシフトを行っている。端子２２の出力電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される。
Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＶBEQ10 ）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（２）
ＶBEQ10 ＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ＩEQ10／ＩS ）
＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ［ＶＺ／（Ｒ１・ＩS ）］ …（３）
但し、ＩS はトランジスタ形成時の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数。
【０００９】上記の絶対温度比例電圧ＶPTATは例えば４ｍＶ／ｄｅｇ程度であり、ＶBEQ10は−２ｍＶ／ｄｅｇ程度である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来回路の出力電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される温度特性を有している。（２）式において、抵抗Ｒ４，Ｒ５それぞれは温度変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の項では温度変化分が相殺される。ＶPTATは（１）式で表され温度特性を有している。（１）式の（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２の項は温度変化分が相殺され、ｋ，ｑ，ｎそれぞれは定数であり、ばらつきはない。
【００１１】しかし、レベルシフトを行っているトランジスタＱ１０のＶBEQ10 は（３）式で表される温度特性を有している。（３）式において、ツェナー電圧ＶＺは温度変化がほとんどないが、ＩS はトランジスタ形成時の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS は、トランジスタＱ１０を形成するときにばらつく。この素子定数ＩS のばらつきのために、各温度センサ回路では出力電圧Ｖｏｕｔがばらつき、精度が悪化するという問題があった。
【００１２】本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、出力電圧のばらつきがなく、精度が向上する温度センサ回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明は、差動回路で構成され所定の温度特性を持つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ８，Ｒ２，Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度比例電圧を印加されると共に定電流を流されており前記絶対温度比例電圧を降下させて他端より出力する第１の抵抗素子（Ｒ６）とを有する。
【００１４】このように、第１の抵抗素子（Ｒ６）に定電流を流し、その電圧降下によって絶対温度比例電圧をシフト（降下）させているため、第１の抵抗素子（Ｒ６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、出力電圧のばらつきを防止できる。請求項２に記載の発明は、請求項１記載の温度センサ回路において、前記定電流は、第２の抵抗素子（Ｒ１）に電流を流して発生する電圧がツェナー電圧と一致するように制御して得た電流である。
【００１５】このため、第１の抵抗素子（Ｒ６）の温度変化と第２の抵抗素子（Ｒ１）の温度変化とを相殺でき、精度の良い温度検出が可能となる。なお、上記括弧内の符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎない。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明の温度センサ回路の一実施例の回路図を示す。同図中、図２と同一部分には同一符号を付す。図１において、電源Ｖｃｃと接地ＧＮＤ間に定電流源１０とツェナーダイオード１２とが直列接続されて、定電圧源を構成している。定電流源１０とツェナーダイオード１２のカソードとの接続点は、演算増幅器１４の非反転入力端子に接続されてツェナーダイオード１２で発生した定電圧のツェナー電圧ＶＺが演算増幅器１４に供給されている。演算増幅器１４の出力端子はｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続され、トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して接地されると共に演算増幅器１４の反転入力端子に接続され、トランジスタＱ１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。上記の演算増幅器１４とトランジスタＱ１と抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発生する電圧がツェナー電圧ＶＺと一致するように制御して精度の良い定電流を得ており、トランジスタＱ１のコレクタ電流はＶＺ／Ｒ１で表される。
【００１７】トランジスタＱ２のエミッタは電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ９のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ１２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 はＶＺ／Ｒ１となる。
【００１８】ｐｎｐトランジスタＱ３，Ｑ４はエミッタ面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタは接地されてカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ２の他端に接続されている。
【００１９】トランジスタＱ３のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続され、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続され、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。これにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレクタからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッタフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差動回路に帰還されている。
【００２０】上記のトランジスタＱ３〜Ｑ８，抵抗Ｒ２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベース・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つため絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。トランジスタＱ８のエミッタは、抵抗Ｒ６を介してｎｐｎトランジスタＱ１１のコレクタ及び演算増幅器２０の非反転入力端子に接続されている。トランジスタＱ１１，Ｑ１２はベースを共通接続されてトランジスタＱ１２のコレクタに接続され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタは接地されてカレントミラー回路を構成している。このため、トランジスタＱ１１のコレクタ電流ＩCQ11はトランジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 と同一でＶＺ／Ｒ１となる。
【００２１】演算増幅器２０の出力端子は端子２２に接続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の反転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は抵抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の非反転増幅器を構成している。これにより、トランジスタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATは、抵抗Ｒ６に電流電流ＩCQ11が流れ降下する電圧ＩCQ11・Ｒ６だけシフトされた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力される。
【００２２】例えば１０ｍＶ／ｄｅｇといった大きな温度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧ＶPTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃが３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、抵抗Ｒ６でレベルシフトを行っている。端子２２の出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＩCQ11・Ｒ６）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ ＝（ＶPTAT−ＶＺ・Ｒ６／Ｒ１）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（４）
上記の絶対温度比例電圧ＶPTATは例えば４ｍＶ／ｄｅｇ程度である。
【００２３】上記の本発明回路は（４）式で表される温度特性を有している。（４）式において、ＶPTATは（１）式で表される温度特性を有している。抵抗Ｒ４，Ｒ５それぞれは温度変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の項では温度変化分が相殺され、また、抵抗Ｒ１，Ｒ６それぞれは温度変化するが、Ｒ６／Ｒ１の項では温度変化分が相殺され、また、ツェナー電圧ＶＺは温度変化がほとんどない。図１の回路では従来のように回路素子形成時の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS を持たないため、出力電圧Ｖｏｕｔがばらつくことはなく、温度の検出精度が向上する。
【００２４】なお、抵抗Ｒ１が請求項記載の第２の抵抗に対応し、抵抗Ｒ６が第１の抵抗に対応する。
【００２５】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、第１の抵抗素子に定電流を流し、その電圧降下によって絶対温度比例電圧をシフト（降下）させているため、第１の抵抗素子から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、出力電圧のばらつきを防止できる。
【００２６】請求項２に記載の発明は、第１の抵抗素子の温度変化と第２の抵抗素子の温度変化とを相殺でき、精度の良い温度検出が可能となる。
【出願人】 【識別番号】０００００６２２０
【氏名又は名称】ミツミ電機株式会社
【出願日】 平成１１年１０月２８日（１９９９．１０．２８）
【代理人】 【識別番号】１０００７０１５０
【弁理士】
【氏名又は名称】伊東 忠彦
【公開番号】 特開２００１−１２４６３２（Ｐ２００１−１２４６３２Ａ）
【公開日】 平成１３年５月１１日（２００１．５．１１）
【出願番号】 特願平１１−３０７５８３