| 【発明の名称】 |
インバータ装置の出力電流極性検出方法 |
| 【発明者】 |
【氏名】上田 英史
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| 【要約】 |
【課題】コンパレータ等のアナログ回路を介さずに直接に出力電流の正負極性判別ができ、ノイズに対しても誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出力電流極性検出方法を提供するものである。
【解決手段】直流電源１の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と前記半導体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードＤ１〜Ｄ３と、前記直流電源１の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６と前記第２の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６に並列に接続された第２の還流ダイオードＤ４〜Ｄ６と、前記直流電源電圧１を任意の電圧値に変換して出力端子１４〜１６から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力端子から負荷へ流れる電流の正負極性を前記出力端子の電圧の立ち下がり時における前記第２の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６へのオン・オフ信号から検出するものである。 |
【特許請求の範囲】
【請求項１】 直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子と前記半導体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させて、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を前記出力端子の電圧の立ち下がり時における前記第２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から検出することを特徴とするインバータ装置の出力電流極性検出方法【請求項２】 直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子と前記半導体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させて、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出力端子電圧の立ち上がり時における前記第１の半導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から検出することを特徴とするインバータ装置の出力電流極性検出方法 |
【発明の詳細な説明】【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置の出力電流極性検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は特開平７ー７９６７に記載されたインバータ装置の出力電流極性検出方法における第１の従来構成例を示しており、図１０は特開平６−１６０４３９に記載された第２の従来構成例を示している。まず第１の従来構成例である図７においては、ＩＧＢＴトランジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢＴトランジスタＱ１とＱ４との接続点電圧についてその電圧値が主電源１０１のグランド側電位に対し還流ダイオードＤ４の順電圧分低い値となっているかあるいはＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分高い値となっているかを電圧検出回路１０８からのコンパレータ出力とＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン信号Ｕ−と電流方向検出回路１０９とで検出し、ＩＧＢＴトランジスタＱ１とＱ４との接続点電圧値が主電源１０１のグランド側電位に対し還流ダイオードＤ４の順電圧分低い値となっている場合には出力電流は正電流（インバータ装置から誘導電動機へ電流が流れる）として判別し、逆にＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分高い値となっている場合には出力電流は負電流（誘導電動機からインバータ装置へ電流が流れる）として判別している。また第２の従来構成例である図１０においては、ＩＧＢＴトランジスタＱ１（あるいはＱ４）へのオン信号入力Ｕ＋（あるいはＵ−）の立ち上がりエッジにおけるインバータ装置の出力端子電圧値からインバータ装置の出力電流極性を判別している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記第１の従来構成では、インバータ装置の出力電流の正負極性をＩＧＢＴトランジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢＴトランジスタＱ１とＱ４との接続点電圧によりその電圧値が主電源１０１のグランド側電位に対し還流ダイオードＤ４の順電圧分低い値（約 −１〜−２ボルト）となっているかあるいはＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分高い値（約１〜３ボルト）となっているかで判別しているために、判別するための差電圧が２〜５ボルト程度の小さな値となり従ってこの小さな値から判別するために図８に示すように電圧検出回路１０８においてコンパレータを使用することが必要であり、さらにまたノイズにより誤検出しやすいという問題点があった。また前記第２の従来構成例においては、例えば図１１に示すように下アーム側ＩＧＢＴトランジスタＱ４へのオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジにおけるＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ電圧値から電流極性を判別しようとした場合、判別のできる期間はオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジからＩＧＢＴトランジスタＱ４が実際にオンするまでの遅れ時間となる数百ｎＳ（図１１に示す△ｔ）しかないため、従って非常に短い時間で判別する必要があるのでフィルタ回路等の挿入をすることはできず、ノイズにより誤検出しやすいという問題点があった。本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、インバータ装置の出力電流の正負極性判別においてその判別するための差電圧を大きくとれ、したがってコンパレータ等のアナログ回路を介さずに直接に出力電流の正負極性判別ができ、かつまた電流極性判別できる期間を十分に長くとれるのでノイズに対しても誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出力電流極性検出方法を提供することを目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため本発明は、請求項１の直流電源と前記直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させて、その際に共にオフする期間であるデッドタイムをも有しており、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するインバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出力端子電圧の立ち下がり時における前記第２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出することを特徴としている。また請求項２のインバータ装置の出力電流極性検出方法は、直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子と前記半導体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させて、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出力端子電圧の立ち上がり時における前記第１の半導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出することを特徴としている。請求項１記載の構成におけるインバータ装置の出力電流極性検出方法は、前記直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子及び負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子とが交互にオン・オフ動作を行うことで前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記両半導体スイッチング素子の接続点である出力端子から負荷へと電圧出力しているが、一方の半導体スイッチング素子がオン動作からオフ動作に移り、逆にもう一方の半導体スイッチング素子がオフ動作からオン動作に移る際の動作切り替え点において、前記オン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッチング素子がそのオフ動作遅れによりまだオフできていない状態のまま、もう一方の半導体スイッチング素子がオン動作にはいり、結果として直列に接続された両半導体スイッチング素子がともにオンして短絡状態になるのを防止するために、前記動作切り替え点において両半導体スイッチング素子をともにオフ動作させるデッドタイム（両半導体スイッチング素子へオフドライブ信号を伝送している）期間を設けている。このデッドタイム期間によりオン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッチング素子にそのオフ動作遅れが生じてもこの期間中において確実にオフ動作を完了することができ従って直列に接続された両半導体スイッチング素子がともにオンすることを防止できる。
【０００５】ところでインバータ装置の出力電流が正電流（インバータ装置から負荷へ電流が流れる）である場合においては、前記直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素子がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデッドタイムの初期期間中において第１の半導体スイッチング素子のオフ動作は完了し同時に出力電流は第２の還流ダイオードを流れるモードへと切り替わるため同じくインバータ装置の出力端子電圧も第１の直流電源の正極側電位から負極側電位へと切り替わる。インバータ装置のこの出力端子電圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時においては、第２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令はデッドタイム期間（初期期間中）中であるため当然ながらオフ動作指令となっている。
【０００６】一方インバータ装置の出力電流が負電流（負荷からインバータ装置へ電流が流れる）である場合においては、前記直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号入力へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素子がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデッドタイム期間中においても出力電流は引き続き第１の還流ダイオードを流れ続けるためインバータ装置の出力端子電圧も引き続き第１の直流電源の正極側電位となっている。その後にデッドタイム期間が終了すると次は第２の半導体スイッチング素子へオン信号入力がはいり、第２の半導体スイッチング素子はそのままオン動作へと移る。このオン動作が完了するとインバータ装置の出力端子電圧も同様に前記直流電源の正極側電位から負極側電位へと切り替わる。インバータ装置のこの出力端子電圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時においては、第２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令は前記のごとくオン動作指令となっている。
【０００７】以上のようにインバータ装置の出力端子電圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時における第２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令入力から、オフ指令入力時は出力電流は正電流であり、オン指令入力時は出力電流は負電流であると判断できる。この場合においてインバータ装置の出力端子電圧立ち下がりエッジの検出については、前記直流電源電圧値がそのままエッジ検出範囲となるので検出範囲を大きくとれ、従って第１の従来構成例の図８に示す電圧検出回路１０８でのコンパレータ１１５の使用等は不要であり、さらにまたノイズにより誤検出しやすいという問題もなくなる。また判別時間について、出力端子電圧の立ち下がりエッジ検出部においてフィルタを挿入し仮にエッジ検出が遅れても正電流時ではデッドタイム期間の終了までは判別でき、負電流時においては第２の半導体スイッチング素子へのオン信号入力が続いている間までは判別でき、いずれにしても十分な判別時間を確保できることになる。
【０００８】また請求項２記載の構成におけるインバータ装置の出力電流極性検出方法においては、インバータ装置の出力端子電圧立ち上がり時における直流電源の正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令から出力電流の極性判別を行うものであり、この場合における動作・極性判別の原理は前記の請求項１記載の構成における場合と同様ではあるが、電流の極性判別については第１の半導体スイッチング素子へのオン・オフ入力指令について、オン指令入力なら正電流検出であり、オフ指令入力なら負電流検出となる。またこの場合の効果についても前記請求項１記載の場合と同様である。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例の構成を図１に示す。図１においてマイクロコンピュータ１８は任意の電圧を各相出力端子からパルス幅変調により誘導電動機１７へ電圧出力するために、図４に示すように例えばＵ相においてはＵ相出力電圧指令と基本三角波とを大小比較し、基本三角波の方が大きい場合はＩＧＢＴトランジスタＱ４をオン（Ｑ１はオフさせる）させ、逆に基本三角波の方が小さい場合はＩＧＢＴトランジスタＱ１をオン（Ｑ４はオフさせる）させる。このようにすることで、パルス幅変調電圧出力ではあるが平均電圧としては任意の指令電圧を電圧出力できる。ここでいずれか一方のＩＧＢＴトランジスタがオンし、同時に残る一方のＩＧＢＴトランジスタをオフさせる際においては、必ず両方のＩＧＢＴトランジスタを共にオフさせる期間であるデッドタイム（図４参照）を挿入設定している。
【００１０】Ｕ相出力電流が正電流（Ｕ相出力端子１４から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合において、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモード（１）から、Ｑ１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモード（２）へと切り替わると、この切り替え点からＱ１のオフ動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は図２に示すＩＧＢＴトランジスタＱ１を流れるルートから還流ダイオードＤ４を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替えに対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源電圧値（Ｖｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４へ指令は、デッドタイム中なのでオフ指令入力である。このＵ相出力端子電圧の立ち下がりエッジを、図１および図２に示すようにＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリップフロップ２８への立ち下がりクロック入力へと変換でき、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４へのオン・オフ指令（Ｕ−）をこのＤフリップフロップ２８のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ２８のＱ出力からＬ出力信号（つまり正電流検出信号）として検出できることになる。
【００１１】逆にＵ相出力電流が負電流（誘導電動機１７からＵ相出力端子１４へと電流が流れる）の場合においては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモード（１）、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモード（２）においてはＵ相出力電流は図３に示す還流ダイオードＤ１を流れるルートであるが、このモード（２）からマイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン指令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモード（３）へと切り替わると、この切り替え点からＱ４のオン動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は図３に示す還流ダイオードＤ１を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ４を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替わりに対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源電圧値（Ｖｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４への指令は、モード（３）にあるのでオン指令入力である。従ってＤフリップフロップ２８のＱ出力からＨ出力信号（つまり負電流検出信号）として検出できることになる。このようにして図４に示すようにＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち下がり）時ごとに出力電流極性判別を行いかつその判別値を更新していくことになる。また極性判別のできる期間は、デッドタイム期間からＩＧＢＴトランジスタＱ１のオフ動作遅れ時間分を差し引いた残りの期間あり、さらにまたこのデッドタイム期間を延ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも延ばすこともできる。このことはＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン動作遅れ時間分のみが極性判別のできる期間となる第２の従来例に比較し十分に長い期間となる。
【００１２】次に本発明の第２の実施例の構成を図５に示す。構成においては第１の実施例である図１に対し、ＤフリップフロップへのＤ入力がマイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へのオン・オフ指令入力であり、Ｄフリップフロップのクロック入力がポジティブエッジトリガ対応となっていることが異なる。Ｕ相出力電流が負電流（誘導電動機１７からＵ相出力端子１４へと電流が流れる）の場合において、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン指令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモードから、Ｑ１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモードへと切り替わると、この切り替え点からＱ４のオフ動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流はＩＧＢＴトランジスタＱ４を流れるルートから還流ダイオードＤ１を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替わりに対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直流電源電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令は、デッドタイム中なのでオフ指令入力である。このＵ相出力端子電圧の立ち上がりエッジを、図５に示すようにＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリップフロップ３１への立ち上がりクロック入力へと変換でき、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へのオン・オフ指令入力（Ｕ＋）をこのＤフリップフロップ３１のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ３１のＱ出力からＬ出力信号（つまり負電流検出信号）として検出できることになる。
【００１３】逆にＵ相出力電流が正電流（Ｕ相出力端子１４から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合においては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモード、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモードの場合ではＵ相出力電流は還流ダイオードＤ４を流れるルートであるが、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモードへと切り替わると、この切り替え点からＱ１のオン動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は還流ダイオードＤ４を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ１を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替わりに対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直流電源電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令は、オン指令入力である。従ってＤフリップフロップ３１のＱ出力からＨ出力信号（つまり正電流検出信号）として検出できることになる。このようにして図６に示すようにＵ相出力端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時ごとに極性判別を行いかつその判別値を更新していくことになる。また極性判別のできる期間は、デッドタイム期間からＩＧＢＴトランジスタＱ４のオフ動作遅れ時間分を差し引いた残りの期間分あり、さらにまたこのデッドタイム期間を延ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも延ばすこともできる。このことは同様にＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン動作遅れ時間のみが極性判別のできる期間となる第２の従来例に比較し十分に長い期間となる。
【００１４】
【発明の効果】以上本発明によれば、インバータ装置の出力電流極性検出を直列に接続され交互にオン・オフ動作する両半導体スイッチング素子のオン・オフ動作により、直流電源の電源電圧値と０Ｖとの間で変化する各相出力端子電圧の立ち下がり時（あるいは立ち上がり時）における第２（あるいは第１）の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令入力信号から行うことにより、インバータ装置の出力電流の正負極性判別においてその判別するための電圧範囲を大きくでき、従ってコンパレータ等のアナログ回路を介さずに直接に出力電流の正負極性判別を可能とでき、かつまた電流極性判別できる期間を十分にとれるのでノイズに対し誤検出しにくいインバータ装置の出力電流極性検出方法を提供できるという効果がある。
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| 【出願人】 |
【識別番号】０００００６６２２
【氏名又は名称】株式会社安川電機
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| 【出願日】 |
平成９年（１９９７）１２月１７日 |
| 【代理人】 |
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| 【公開番号】 |
特開平１１−１８３５３１ |
| 【公開日】 |
平成１１年（１９９９）７月９日 |
| 【出願番号】 |
特願平９−３６４６２９ |
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