| 【発明の名称】 |
電流検出回路 |
| 【発明者】 |
【氏名】玉川 秋雄
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| 【要約】 |
【課題】ヒータ等の電流が時間によって変動する負荷にあっても最適な条件で過電流を検出することができる電流検出回路を提供する。
【解決手段】互いに並列に接続され各々が電流検出用抵抗１４に流れる電流をオン／オフする電流検出用トランジスタ３４〜３６を、所定周期の発振信号を出力する発振手段と発振信号を計数することでオンとする電流検出用トランジスタを決定する計数手段とを有するゲート制御回路３０は、負荷１６への電力の供給が開始されてから時間とともに順次オンに制御し、負荷１６に供給される電力をオン／オフする出力トランジスタ１１と並列に接続される電流検出用抵抗１４による電圧降下と基準電圧源２４とをコンパレータ１８が比較する。発振手段は負荷１６への電力の供給が開始されると発振を開始する。 |
【特許請求の範囲】
【請求項１】 負荷（１６）に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタ（１１）と、前記パワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗（１４）と、互いに並列に接続され各々が前記電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする複数のスイッチングトランジスタ（３４、３５、３６）と、前記電流検出抵抗による電圧降下と基準電圧（２４）とを比較する比較手段（１８）と、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに順次前記複数のスイッチングトランジスタを個々に制御する制御手段（３０）とを具備することを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】 互いに並列に接続され各々が前記電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする第１から第ｎのスイッチングトランジスタを具備し、前記制御手段は、前記負荷への電力の供給が開始されてから所定時間毎に前記第１から第ｎのスイッチングトランジスタを順次オンにしていくことを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項３】 前記制御手段は、所定周期の発振信号を出力する発振手段（４５）と、前記発振信号を計数することでオンとする前記スイッチングトランジスタを決定する計数手段（４７、４８）とを有することを特徴とする請求項１あるいは請求項２に記載の電流検出回路。
【請求項４】 前記発振手段は、前記負荷への電力の供給が開始されると発振を開始することを特徴とする請求項３に記載の電流検出回路。
【請求項５】 負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと、前記パワートランジスタと並列に接続されるトランジスタ抵抗（６１）と、前記トランジスタ抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較する比較手段とを具備し、前記トランジスタ抵抗は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで抵抗値が増加することを特徴とする電流検出回路。
【請求項６】 前記トランジスタ抵抗の抵抗値を制御する電圧制御手段（６２）を具備し、前記電圧制御手段は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで出力電圧を変化させることを特徴とする請求項５に記載の電流検出回路。
【請求項７】 負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと、前記パワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗による電圧降下と可変基準電圧（７０）とを比較する比較手段とを具備し、前記可変基準電圧は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで低下することを特徴とする電流検出回路。
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【発明の詳細な説明】【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ヒータやモータ等に流れる過電流を検出する際に用いて好適な電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】半導体素子は一般に非定常状態、即ち定格以上の過電流や過温度に弱く、容易に特性劣化をきたす。こういった半導体素子としての特性劣化防止のためには、非定常状態に対する半導体素子の保護回路が必要となる。
【０００３】従来から半導体素子の保護のために、様々な過電流検出回路が用いられている。図９は、従来の過電流検出回路の構成を示す接続図であり、アメリカ合衆国特許4,553,084号公報にも示されているものである。
【０００４】図９において、入力端子１２０に入力された信号は、ゲート駆動回路１１７を介して出力トランジスタ１１１と電流検出用トランジスタ１１３の各々ゲート電極に供給される。
【０００５】またこれら出力トランジスタ１１１と電流検出用トランジスタ１１３の各々ドレイン電極は、一端がが電源電圧１１５に接続された負荷１１６の他端と、出力端１１０で接続されている。
【０００６】出力トランジスタ１１１のソース電極は接地されている一方、電流検出用トランジスタ１１３のソース電極は電流検出用抵抗１１４を介して接地さているとともに、コンパレータ１１８の非反転入力端子１１９に接続されている。
【０００７】コンパレータ１１８の反転入力端子１２１には基準端子１２２から基準電圧が入力され、コンパレータ１１８の出力信号は検出端子１２３から出力される。即ちこの例では、電流検出用トランジスタ１１３と接続された電流検出用抵抗１１４による電圧降下を基準電圧と比較して、過電流状態を検出している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところが上述のような例では、検出電流値が一定であるという欠点がある。図１０は、通常の温度係数を有し発熱を伴う負荷の時間応答特性の一例を示す図であり、ここではヒータ電流の時間応答特性を示している。
【０００９】図１０に示すように、ヒータ等の負荷には最初の数秒の間に突入電流と呼ばれる電流が流れ、数秒から数十秒経過すると定常電流値に落ち着く。この突入電流は、ヒータが加熱するまでの間は負荷抵抗値が低いことにより流れるものであり、ヒータを素早く加熱するためには必要な電流である。
【００１０】従って、検出電流値をこの突入電流値以下に設定すると、突入電流が流れないためにヒータの温度上昇が遅れてしまうことになる。一方、突入電流を流すために検出電流値を高めに設定すると、設定値が定常電流値に対してかなり高くなる。このため、もしヒータに短絡等が発生して大電流が流れ続けると、システムの信頼性低下等の問題が生じる。
【００１１】この発明は、このような背景の下になされたもので、ヒータ等の電流が時間によって変動する負荷にあっても最適な条件で過電流を検出することができる電流検出回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決するために、請求項１に記載の発明にあっては、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと、前記パワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗と、互いに並列に接続され各々が前記電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする複数のスイッチングトランジスタと、前記電流検出抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較する比較手段と、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに順次前記複数のスイッチングトランジスタを個々に制御する制御手段とを具備することを特徴とする。また、請求項２に記載の発明にあっては、請求項１に記載の電流検出回路では、互いに並列に接続され各々が前記電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする第１から第ｎのスイッチングトランジスタを具備し、前記制御手段は、前記負荷への電力の供給が開始されてから所定時間毎に前記第１から第ｎのスイッチングトランジスタを順次オンにしていくことを特徴とする。また、請求項３に記載の発明にあっては、請求項１あるいは請求項２に記載の電流検出回路では、前記制御手段は、所定周期の発振信号を出力する発振手段と、前記発振信号を計数することでオンとする前記スイッチングトランジスタを決定する計数手段とを有することを特徴とする。また、請求項４に記載の発明にあっては、請求項３に記載の電流検出回路では、前記発振手段は、前記負荷への電力の供給が開始されると発振を開始することを特徴とする。また、請求項５に記載の発明にあっては、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと、前記パワートランジスタと並列に接続されるトランジスタ抵抗と、前記トランジスタ抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較する比較手段とを具備し、前記トランジスタ抵抗は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで抵抗値が増加することを特徴とする。また、請求項６に記載の発明にあっては、請求項５に記載の電流検出回路では、前記トランジスタ抵抗の抵抗値を制御する電圧制御手段を具備し、前記電圧制御手段は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで出力電圧を変化させることを特徴とする。また、請求項７に記載の発明にあっては、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと、前記パワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗による電圧降下と可変基準電圧とを比較する比較手段とを具備し、前記可変基準電圧は、前記負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで低下することを特徴とする。
【００１３】この発明によれば、互いに並列に接続され各々が電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする複数のスイッチングトランジスタを、所定周期の発振信号を出力する発振手段と発振信号を計数することでオンとするスイッチングトランジスタを決定する計数手段とを有する制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに順次制御し、トランジスタ抵抗は負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較手段が比較する。制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから所定時間毎に第１から第ｎのスイッチングトランジスタを順次オンにしていく。発振手段は負荷への電力の供給が開始されると発振を開始する。または、トランジスタ抵抗は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで抵抗値が増加し、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続されるトランジスタ抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較手段が比較する。トランジスタ抵抗の抵抗値を制御する電圧制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで出力電圧を変化させる。あるいは、可変基準電圧は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで低下し、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗による電圧降下と可変基準電圧とを比較手段が比較する。
【００１４】本発明の電流検出回路は、負荷電流の時間応答に合わせて検出電流値を変化させる。検出電流値を時間的に変化させる方法としては３種類あり、第１は出力トランジスタと電流検出用トランジスタのカレントミラー比を変化させる方法、第２は電流検出抵抗の値を変化させる方法、第３はリファレンス電圧を変化させる方法である。
【００１５】
【発明の実施の形態】Ａ．第１の実施の形態以下に、本発明について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる電流検出回路の構成を示す接続図である。図に示す構成は、負荷への電力の供給を開始した時点から、時間とともにカレントミラー比を変化させるためのものである。
【００１６】図１において、入力端子２０に入力された信号は、ゲート制御回路３０に供給される一方、ゲート駆動回路１７を介して出力トランジスタ１１とスイッチ３１〜３３の各々端子３１ａ〜３３ａに供給される。なおこれらスイッチ３１〜３３は、各々ゲート制御回路３０によって制御される。
【００１７】上述のスイッチ３１のコモン端子３１ｂは、電流検出用トランジスタ３４のゲート電極に接続され、スイッチ３２のコモン端子３２ｂは電流検出用トランジスタ３５のゲート電極に接続されている。またスイッチ３３のコモン端子３３ｂは、電流検出用トランジスタ３６のゲート電極に接続されている。
【００１８】これらスイッチ３１〜３３の各々端子３１ｃ〜３３ｃと出力トランジスタ１１のソース電極とは接地されている。一方、出力トランジスタ１１のドレイン電極と電流検出用トランジスタ３４〜３６の各々ドレイン電極とは、片端が電源電圧１５に接続された負荷１６の他端と、出力端１０で接続されている。
【００１９】また、電流検出用トランジスタ３４〜３６の各々ソース電極は、電流検出用抵抗１４を介して接地さているとともに、コンパレータ１８の非反転入力端子１９に接続されている。コンパレータ１８の反転入力端子２１には基準電圧源２４が入力され、コンパレータ１８の出力信号は検出端子２３から出力される。
【００２０】図２はゲート制御回路３０の構成例を示す接続図である。図２（ａ）に示す例では、データバス３０-1から複数のレジスタにデータを書き込むことにより、ゲート制御信号Ｃ1〜Ｃ3を発生させている。
【００２１】一方図２（ｂ）では、時定数の異なる複数のワンショットマルチバイブレータを用意しておき、同時にトリガをかけることにより、複数のゲート制御信号Ｃ1〜Ｃ3を発生させている。
【００２２】図３は、別のゲート制御回路３０の具体的な構成例を示す接続図である。なお図３において、図１に示す各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００２３】図３に示す例では、２つのゲート制御信号Ｃ1とＣ2とを出力する。なおこの例では、電流検出用トランジスタ３４のゲート電極にはゲート駆動回路１７の出力が供給され、スイッチ３３およびスイッチ３２は各々ゲート制御信号Ｃ1あるいはゲート制御信号Ｃ2によって制御される。
【００２４】図３において４５はＯＳＣ（ＯＳＣillator：発振器）であり、入力端子２０からの入力信号によって発振を開始する。５３はＲＳ−ＦＦ（Ｒeset Ｓet−Ｆlip Ｆlop）であり、入力端子／Ｓ（“／”は反転あるいは負論理を表す：以降同様）には入力端子２０が接続されている。即ちこのＲＳ−ＦＦ５３は、入力端子２０の立ち下がりによって、出力端子Ｑが“Ｌ”（ローレベル）から“Ｈ”（ハイレベル）になる。
【００２５】４６はＡＮＤ（論理積）ゲートであり、入力端子の各々にはＯＳＣ４５の出力ならびにＲＳ−ＦＦ５３の出力端子Ｑが接続されている。４７と４８は、クロック端子Ｃに入力される信号の立ち上がりによって出力端子Ｑ（Ｑ1あるいはＱ2）の信号レベルが反転するＦＦである。
【００２６】これらＦＦ４７とＦＦ４８とによって分周回路を形成しており、またこれらＦＦ４７ならびにＦＦ４８は、入力端子／Ｒの立ち下がりによって出力端子Ｑ（Ｑ1あるいはＱ2）が“Ｌ”になる。
【００２７】５１はインバータ、５２はＮＡＮＤ（反転出力の論理積）ゲートであり、入力端子の一方にはＦＦ４７の出力端子Ｑ1が接続され、他方にはインバータ５１を介してＦＦ４８の出力端子Ｑ2が接続されている。またＮＡＮＤゲート５２の出力端子は、ＲＳ−ＦＦ５３の入力端子／Ｒに接続さている。
【００２８】４９はバッファであり、ＦＦ４８の出力Ｑ2をゲート制御信号Ｃ2として出力する。また５０はＡＮＤゲートであり、入力各々にはＦＦ４７の出力Ｑ1ならびにＦＦ４８の出力Ｑ2が接続され、これらの論理積をゲート制御信号Ｃ1として出力する。
【００２９】図４は、図３に示す構成の各部における信号レベルの変化を示すタイミングチャートである。入カ端子ＩＮ２０に入カ信号が入力されると、ＯＳＣ４５が発振を開始する。ＯＳＣ４５の出力はＡＮＤゲート４６を介して、ＦＦ４７、４８によって形成された分周回路に入力される。
【００３０】これらＦＦ４７ならびにＦＦ４８の出力Ｑ1あるいは出力Ｑ2は、ＡＮＤゲート５０あるいはバッファ４９を介して、各々ゲート制御信号Ｃ1あるいはゲート制御信号Ｃ2となる。まず電流検出用トランジスタ３４〜３６のゲート電極は、入力信号が入った直後はスイッチ３２、３３によりゲート駆動回路１７の出力に接続されている。
【００３１】ゲート制御信号Ｃ1が“Ｌ”になると、電流検出用トランジスタ３６はゲート電極がＧＮＤレベルとなるのでオフになる。これによって、電流検出用抵抗１４に流れる電流が減少するので、検出電流値は低下する。
【００３２】同様に、ゲート制御信号Ｃ2が“Ｌ”になると、電流検出用トランジスタ３５はゲート電極がＧＮＤレベルとなるのでオフになる。これによって、電流検出用抵抗１４に流れる電流がさらに減少するので、検出電流値は一層低下する。
【００３３】ＦＦ４７の出力Ｑ1が“Ｈ”、ＦＦ４８の出力Ｑ2が“Ｌ”になると、ＮＡＮＤゲート５２の出力が“Ｌ”となり、ＲＳ−ＦＦ５３はリセットされる（出力Ｑが“Ｌ”になる）。
【００３４】これによって、ＡＮＤゲート４６はＯＳＣ４５からＦＦ４７へのクロック入力を停止し、これによって分周回路（ＦＦ４７、４８）の動作は停止するので、ゲート制御信号Ｃ1、Ｃ2は固定される。このような動作により、図４に示す通り、検出電流値Ｉsは負荷電流の波形に応じて変化し、ヒータ等の起動時に必要な突入電流を流すことが可能となる。
【００３５】Ｂ．第２の実施の形態図５は、本発明の第２の実施の形態にかかる電流検出回路の構成を示す接続図である。なお図５において、図１あるいは図３に示す各部と対応する部分には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００３６】図５に示す例では、電流検出用トランジスタ１３のソース電極は、コンパレータ１８の非反転入力端子１９に接続されているとともに、電流検出用トランジスタ抵抗６１を介して接地されている。
【００３７】電流検出用トランジスタ抵抗６１のゲート電極には、可変電圧源６２が接続されている。この可変電圧源６２は、入力端子２０の電圧の立ち上がり時から、時間的に電圧が変化する。
【００３８】本実施の形態は、電流検出用トランジスタ抵抗６１の抵抗値Ｒsを時間的に変化させることで、検出電流値を変化させるものである。この電流検出用トランジスタ抵抗６１の抵抗値Ｒsを変化させるために、本実施の形態では、図５に示したようにゲート電極に印加される可変電圧源６２の電圧値Ｖ(t)を時間的に変化させている。図６は、可変電圧源６２の電圧値Ｖ(t)、電流検出用トランジスタ抵抗６１の抵抗値Ｒsならびに検出電流値Ｉsの時間的変化を示す図である。
【００３９】なお可変電圧源６２の詳細については、図示ならびに説明は省略するが、キャパシタンスと抵抗による時定数を用いたものや、Ｄ／Ａ（Ｄigital／Ａnalog:ディジタル−アナログ）コンバータを用いたもの等が挙げられる。
【００４０】Ｃ．第３の実施の形態図７は、本発明の第３の実施の形態にかかる電流検出回路の構成を示す接続図である。なお図７において、図１や図３あるいは図５に示す各部と対応する部分には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４１】図７に示す例では、コンパレータ１８の反転入力端子２１には可変電圧源７０が接続されている。この可変電圧源７０は、入力端子２０の電圧の立ち上がり時から、時間的に電圧が変化する。
【００４２】本実施の形態は、基準電圧源７０の電圧値ＶR(t)を時間的に変化させることで、検出電流値を変化させるものである。図８は、可変電圧源７０の電圧値Ｖ(t)と検出電流値Ｉsの時間的変化を示す図である。
【００４３】なお可変電圧源７０の詳細についても、図示ならびに説明は省略するが、やはりキャパシタンスと抵抗による時定数を用いたものや、Ｄ／Ａコンバータを用いたもの等が挙げられる。
【００４４】また上述の各実施の形態では、ヒータの突入電流を例に挙げて説明したが、例えば自動車等のへッドライト用電球、あるいはハードディスク装置のモータ等の負荷にあっても、起動時には大電流が流れる。言うまでもなく、本発明はこれら負荷を駆動する回路にも適用可能である。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば、互いに並列に接続され各々が電流検出抵抗に流れる電流をオン／オフする複数のスイッチングトランジスタを、所定周期の発振信号を出力する発振手段と発振信号を計数することでオンとするスイッチングトランジスタを決定する計数手段とを有する制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに順次制御し、トランジスタ抵抗は負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較手段が比較する。制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから所定時間毎に第１から第ｎのスイッチングトランジスタを順次オンにしていく。発振手段は負荷への電力の供給が開始されると発振を開始する。または、トランジスタ抵抗は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで抵抗値が増加し、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続されるトランジスタ抵抗による電圧降下と基準電圧とを比較手段が比較する。トランジスタ抵抗の抵抗値を制御する電圧制御手段は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで出力電圧を変化させる。あるいは、可変基準電圧は、負荷への電力の供給が開始されてから時間とともに所定値まで低下し、負荷に供給される電力をオン／オフするパワートランジスタと並列に接続される電流検出抵抗による電圧降下と可変基準電圧とを比較手段が比較するので、ヒータ等の電流が時間によって変動する負荷にあっても最適な条件で過電流を検出することができる電流検出回路が実現可能であるという効果が得られる。
【００４６】即ち本発明では、モータやランプあるいはヒータ等の抵抗値が時間的に変化する負荷であっても、電源オン時の突入電流が電流制限されることはない。このため、速やかに定常状態に落ち着かせることが可能である。
【００４７】従って、ランプの発光までの時間を短縮でき、ヒータの加熱時間を短縮できる。負荷電流の変化に応じて検出電流値を変化させることによって、定常状態での検出電流値を適正な値に設定できるので、システムの信頼性を向上させることが可能である。
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| 【出願人】 |
【識別番号】０００００４２３７
【氏名又は名称】日本電気株式会社
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| 【出願日】 |
平成９年（１９９７）１２月１１日 |
| 【代理人】 |
【弁理士】
【氏名又は名称】堀 城之
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| 【公開番号】 |
特開平１１−１７４０９１ |
| 【公開日】 |
平成１１年（１９９９）７月２日 |
| 【出願番号】 |
特願平９−３６１６９２ |
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