| 【発明の名称】 |
電気量検出回路 |
| 【発明者】 |
【氏名】水野 健太朗
【氏名】太田 則一
|
| 【要約】 |
【課題】微小な容量変化や電荷変化の電気量を検出する場合に、簡単な回路構成で大きな出力を得る。
【解決手段】第１コンデンサ１１における容量変化又は電荷変化の電気量を検出するための回路において、演算増幅器１０と、演算増幅器１０の非反転入力端子に接続され、第１コンデンサ１１及び第１抵抗２１とを有する時間的な微分演算手段と、演算増幅器１０の反転入力端子に接続され、帰還容量をなす第２コンデンサ２３及び第２抵抗２２とを有する時間的な積分演算手段とを有する。非反転入力端子側の微分演算手段が第１コンデンサ１１の微小容量変化を微分演算し、さらに反転入力端子側の積分演算手段がこれを積分することで、微小容量変化を電圧に変換して検出する。上記抵抗２１、２２の比を大きくすれば、帰還容量２３が大きくとも演算増幅器１０の増幅率を十分大きくすることが可能となる。 |
【特許請求の範囲】
【請求項１】 第１コンデンサにおける容量変化又は電荷変化の電気量を検出する回路において、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、前記第１コンデンサ及び第１抵抗とを有する時間的な微分演算手段と、前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、第２コンデンサ及び第２抵抗とを有する時間的な積分演算手段と、を有し、前記第２コンデンサが前記演算増幅器の前記反転入力端子と出力端子との間の帰還路に接続された電気量検出回路。
|
【発明の詳細な説明】【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電気量検出回路、例えば静電容量型の物理量測定装置などに利用される回路、特に微小な電気量の検出が可能な回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】物理量測定などに利用される容量センサであるコンデンサにおける微小容量変化の検出には、図３に示すような構成の検出回路が用いられている。この検出回路は演算増幅器３０を有し、演算増幅器３０の反転入力端子に容量センサＣＳが設けられ、この容量センサＣＳには電圧Ｖbbが印加されている。また、演算増幅器３０の出力端子と反転入力端子との間の帰還経路には帰還容量ＣＦが配置され、演算増幅器３０の非反転入力端子は接地されている。そして、演算増幅器３０は、その非反転入力端子に接続された容量センサＣＳにおける容量変化ΔＣＳを電気信号に変換して出力電圧Ｖoutを発生する。
【０００３】容量センサＣＳにおける微小容量変化ΔＣＳと演算増幅器３０の出力電圧Ｖoutとの関係は次式（１）のように表される。
【０００４】
【数１】
Ｖout＝（ΔＣＳ／ＣＦ）・Ｖbb ・・・（１）
上式（１）から明らかなように、帰還容量ＣＦを小さくできれば、この増幅器３０の利得を大きくできるが、実際には帰還容量ＣＦと並列に存在する寄生容量ＣＣの影響を受けるため、所望の出力電圧Ｖoutが得られない。つまり、帰還容量ＣＦに対して寄生容量ＣＣが無視できない大きさになってくると、式（１）は次式のようになる。
【０００５】
【数２】
Ｖout＝｛ΔＣＳ／（ＣＦ＋ＣＣ）｝・Ｖbb ・・・（２）
従って、微小容量変化ΔＣＳに対して得られる出力電圧Ｖoutの大きさは、寄生容量ＣＣで制限されてしまう。さらに、実際に得られる出力電圧が寄生容量ＣＣに依存することになってしまい、出力電圧Ｖoutを任意に設定することが困難となる。また、寄生容量ＣＣが温度などの環境に大きく依存する場合には、温度変化に対して非常に不安定な利得となってしまう。
【０００６】このような寄生容量ＣＣによる問題を解消するには、帰還容量ＣＦを寄生容量ＣＣよりも大きくなるように設定し、つまり増幅器３０で構成する検出回路の利得を下げ、図４に示すように、もう一段増幅器を設け、次段増幅器３２で所望の利得となるようにすることが考えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４のように次段増幅器３２を追加すると、部品点数及び回路占有面積の増大を招く結果となる。例えば、容量センサとしての微小ギャップが形成された半導体基板上に、この微小ギャップにおける静電容量変化を検出するための上述のような回路素子を形成する場合など、装置全体の小型化が求められている。従って、次段増幅器３２の追加は、装置の小型化の要請に沿うことができない。
【０００８】また、使用する演算増幅器がオフセット電圧を有する場合、演算増幅器の大きな開放利得のためオフセット電圧で出力電圧が飽和してしまうことが考えられる。そのような場合、図５に示すように、帰還容量ＣＦと並列に帰還抵抗ＲＦを追加して、直流的に帰還がかかるようにする。このような場合、帰還容量ＣＦと帰還抵抗の抵抗値ＲＦは次式のような設定が必要となる。
【０００９】
【数３】
ＲＦ ＞＞ １／（ωL・ＣＦ）
ωL ：検出する容量変化の最低周波数 ・・・（３）
例えば、ＣＦ＝１pＦ，ωL ＝１ｋＨｚとした場合、１／（ωL・ＣＦ）≒１６ＭΩとなり、抵抗ＲＬとしてはそれ以上に大きな抵抗値が必要となり、実使用において扱いにくくなってしまう。扱い易さを優先するために抵抗ＲＦを小さくすると、帰還容量ＣＦを大きくする必要があり、式（１）から分かるように出力電圧Ｖoutが低下してしまう。
【００１０】本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、微小容量変化ΔＣＳをより大きな電圧振幅として得ることを可能としつつ、従来必要であった次段増幅器を不要として、電気量検出回路における部品点数の削減、回路占有面積の低減、回路の安定動作を実現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するために、本発明の電気量検出回路は、第１コンデンサにおける容量変化又は電荷変化の電気量を検出する回路において、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、前記第１コンデンサ及び第１抵抗とを有する時間的な微分演算手段と、前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、第２コンデンサ及び第２抵抗とを有する時間的な積分演算手段と、を有し、前記第２コンデンサが前記演算増幅器の前記反転入力端子と出力端子との間の帰還路に接続されている。
【００１２】第１コンデンサにおける微小容量変化ΔＣＳに対して、微分演算手段で得られる電圧Ｖｄは、次式（４）のように表せる。
【００１３】
【数４】
Ｖｄ＝Ｋ1・d/dt（ΔＣＳ）
但し、Ｋ1は定数 ・・・（４）
また、出力端子からの出力電圧Ｖoutは、積分演算手段により電圧Ｖｄを積分した結果であり、次式（５）のようになり、微小容量変化ΔＣＳに比例した出力電圧Ｖoutが得られる。
【００１４】
【数５】
また、本発明では、センサ容量ＣＳの微小容量変化ΔＣＳを検出した場合の出力電圧Ｖoutは次式（６）のようになる。
【００１５】
【数６】
また、上式（６）において、Ｖ’out及びＫは、次式（７）、（８）で表される。
【００１６】
【数７】
Ｖ’out＝（ΔＣＳ／ＣＦ）・Ｖbb ・・・（７）
【数８】
Ｋ＝ＲＬ／Ｒ１ ・・・（８）
従って、本発明の電気量検出回路では、演算増幅器の非反転入力端子側に微分演算手段を設け、反転入力端子側に積分演算手段を設けることで、抵抗比Ｋ（＝ＲＬ／Ｒ１）を１より大きく設定すれば十分な増幅効果が得られ、従来、必要としていた次段増幅器を不要にすることができる。また、抵抗比Ｋで利得を大きくできる分、コンデンサＣＦも大きくできる。このため、コンデンサＣＦに並列な寄生容量ＣＣが存在したとしても、コンデンサＣＦを大きく出る分、寄生容量ＣＣの影響を受けにくくすることができ、その結果、安定な動作が可能になる。
【００１７】更に、本発明の回路では、抵抗比Ｋを大きく設定すれば、その分第２コンデンサとして大きな容量ＣＦのものを使用することができるため、出力電圧Ｖoutが低下することがない。また、例えば従来の図５に示すような帰還抵抗ＲＦを設けた場合に、この帰還抵抗として小さな抵抗値のものを使用することが可能となる。
【００１８】この場合、第１コンデンサにおける電気量変化を安定した（一定の）利得で増幅できる周波数帯域として利得が制限される。低域遮断周波数ＦＣＬ、広域遮断周波数ＦＣＨとすると、これらは下記のように表すことができる。
【００１９】ＦＣＬ＝１／（２π・ＣＳ・ＲＬ）
ＦＣＨ＝１／（２π・ＣＦ・ＲＦ）
もしくは、ＦＣＨ＝（オペアンプの周波数特性で決まる）
したがって、安定した利得Ｇで検出可能な第１のコンデンサの電気量変化の周波数ｆは、図６（ａ）に示すように、おおむねＦＣＬ＜Ｆ＜ＦＣＨとなる。
【００２０】本発明では、上記構成に加え、更に、演算増幅器の非反転入力端子に対し、容量センサなどからなる第１コンデンサと並列に、基準容量を成す第３コンデンサを備える構成も適用することができる。第３コンデンサを第１コンデンサと並列させて設け、例えばこの２つのコンデンサを初期状態における電荷量が等しくなるように設定し、第１コンデンサにおける容量変化や電荷量変化等の電気量を第３コンデンサとの比較により検出する。
【００２１】本発明では、上記構成に加え、更に、演算増幅器の非反転入力端子に対し、容量センサなどからなる第１コンデンサと並列に、基準容量を成す第３コンデンサを備える構成も適用することができる。例えば、第１コンデンサの演算増幅器の非反転入力に接続しない側である入力端子に電圧Ｖｂｂ１を、第３コンデンサの入力端子にＶｂｂ２を印加する。この時Ｖｂｂ１、Ｖｂｂ２は、大きさが等しく極性が反対の正弦波交流電圧とする。
【００２２】Ｖｂｂ１＝Ｖｂｂ・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）＝Ｖｂｂ・ｓｉｎ（２π・ｆｓ・ｔ）
Ｖｂｂ２＝−Ｖｂｂ・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）＝−Ｖｂｂ・ｓｉｎ（２π・ｆｓ・ｔ）
このように２つのコンデンサを初期状態における電荷量が等しくなるように設定し、第１のコンデンサにおける容量変化や電荷量変化等の電気量を第３コンデンサとの比較により検出する。これにより、第１コンデンサの電気量変化に対して、直流（的な）成分からゆっくりとした変化する成分を検出することが可能となる。安定した利得Ｇで検出可能な第１コンデンサの電気量の周波数変化範囲は、図６（ｂ）に示すように、おおむね、直流から（ｆｓ／２）となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いてこの発明の好適な実施の形態（以下実施形態という）について説明する。
【００２４】［実施形態１］図１は、この発明の実施形態に係る電気量検出回路の構成例を示している。図１において、演算増幅器１０の非反転入力端子（＋）と、入力端子１との間には、容量センサを成す第１コンデンサ１１が接続され、共通端子２とこの演算増幅器１０の非反転入力端子の間には第１抵抗２１が接続されている。演算増幅器１０の反転入力端子（−）と共通端子２との間には第２抵抗２２が接続され、更に、演算増幅器１０の反転入力端子と出力端子３との間の帰還経路中には帰還容量をなす第２コンデンサ２３が接続されている。
【００２５】このような構成において、演算増幅器１０の非反転入力端子に接続された第１コンデンサ１１及び第１抵抗２１は、第１コンデンサ１１における容量変化や電荷変化等の電気量の時間的微分演算手段を構成し、演算増幅器１０の反転入力端子に接続された第２抵抗２２及び第２コンデンサ２３は時間的な積分演算手段を構成する。また、入力端子１と共通端子２との間に電圧Ｖbbが印加され、上記微分演算手段が第１コンデンサ１１の微小容量変化を微分演算し、積分演算手段がこれを積分することにより、第１コンデンサ１１の微小容量変化が出力端子３と共通端子２との間の電圧Ｖoutに変換し、出力端子３からこの電圧Ｖoutを出力信号として出力する。
【００２６】このような検出回路において、第１コンデンサ１１はよく知られた半導体容量センサとして構成することができる。例えば、半導体基板に微小ギャップを隔てたダイヤフラムと、微小ギャップの対向面に位置するように電極を形成したものである。測定する物理量が圧力の場合に、形成された微小ギャップが圧力によって変化することで微小ギャップの容量が変化し、この容量変化を検出することで物理量である圧力を測定することが可能となっている。また、微小ギャップにおける電気量の検出によって測定することのできる物理量としては、上記圧力の他、加速度や角速度等が一例として挙げられる。また、本実施形態１において演算増幅器１０は、上記容量センサと同一の半導体基板上に形成することもできる。
【００２７】次に、本実施形態の回路における第１コンデンサの容量ＣＳの微小容量変化ΔＣＳの検出方法について説明する。第１抵抗２１の抵抗値ＲＬと第２抵抗２２の抵抗値Ｒ１は、【数９】
ＲＬ＞Ｒ１ ・・・（９）
であるとする。
【００２８】また、検出したい微小容量変化ΔＣＳの最低周波数をωL とし、第１抵抗２１の抵抗値ＲＬと第１コンデンサ１１の容量ＣＳは、次式（１０）のような関係であるとする。
【００２９】
【数１０】
ＲＬ ＞＞ １／（ωL×ＣＳ） ・・・（１０）
入力端子１と共通端子２の間には適当な定電圧Ｖbbが印加され、共通端子２は接地されている。従って、定常状態において、演算増幅器１０の非反転入力端子と反転入力端子の電圧は共通端子２と同電位になるので、第１コンデンサ１１に印加される電圧は電圧Ｖbbとなる。
【００３０】このような状態において、第１コンデンサ１１の容量ＣＳに微小容量変化ΔＣＳが生ずると、その微小容量変化ΔＣＳにより、第１コンデンサ１１に次式（１１）に示すような電荷変化ΔＱＳが生じる。
【００３１】
【数１１】
ΔＱＳ＝ ΔＣＳ・Ｖbb ・・・（１１）
電荷変化ΔＱＳは、第１抵抗２１を介して共通端子２への充放電電流ΔＩＳになる。そして、電荷変化ΔＱＳの時間的変化が、第１コンデンサ１１の充放電電流ΔＩＳとなる。このΔＩＳは、次式（１２）のように表すことができる。
【００３２】
【数１２】
ΔＩＳ＝ d/dt（ΔＱＳ） ・・・（１２）
この充放電電流ΔＩＳが第１抵抗２１に流れることで第１抵抗２１に電圧変化ΔＶＳが生じ、演算増幅器１０の非反転入力端子に次式（１３）のような電圧変化ΔＶＳが生じることになる。
【００３３】
【数１３】
一方、演算増幅器１０の反転入力端子は、非反転入力端子の電圧に追従するので、反転入力端子の電圧、即ち第２抵抗２２の両端にも電圧変化ΔＶＳが生じる。その結果、第２抵抗２２には式（１４）に示すような電流ΔＩ１が流れ、この電流ΔＩ１が第２コンデンサ２３の充放電電流となりコンデンサ２３には式（１５）に示すような電荷変化ΔＱＦが生ずる。その結果、演算増幅器１０の出力端子３には式（１６）に示すような出力電圧Ｖoutが発生する。
【００３４】
【数１４】
【数１５】
【数１６】
ただし、上式（１６）において、Ｋは、次式（１７）
【数１７】
Ｋ＝ ＲＬ／Ｒ１ ・・・（１７）
のようになる。
【００３５】式（１７）で示した第１抵抗２１（ＲＬ）と第２抵抗２２（Ｒ１）の抵抗比Ｋを１以上に設定することは容易である。従って、本実施形態１の回路構成によれば、抵抗比Ｋ倍の増幅効果を容易に得られることになり、図１の回路に更に次段の増幅器を設ける必要がない。
【００３６】また、図示する第２コンデンサ２３と並列に、更に寄生容量ＣＣが存在する場合には、上式（１６）は次式（１８）のようになる。
【００３７】
【数１８】
本施形態１による回路構成では、第２コンデンサ２３の容量を寄生容量ＣＣよりも大きく設定し、その分抵抗比Ｋを１より大きく設定することによって、寄生容量ＣＣの影響を受けずに安定的に動作させることができる。また、同時に大きな出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００３８】なお、第１コンデンサの静電容量ＣＳに蓄えられる電荷ＱＳの変化量ΔＱＳを検出する場合についても上記同様に考えることができる。例えば、第１コンデンサ１１の静電容量ＣＳが一定であり、入力端子１と共通端子２の間の電圧Ｖbbの電圧変化ΔＶbbにより、第１コンデンサ１１の電荷変化量ΔＱＳが生じる場合、電荷変化量ΔＱＳは、次式（１９）のように表される。
【００３９】
【数１９】
ΔＱＳ＝ ＣＳ・ΔＶbb ・・・（１９）
そして、上述の式（１１）をこの式（１９）に置き換えれば、次式（２０）のように電圧変化ΔＶbbに応じた出力電圧Ｖoutが得られることとなる。
【００４０】
【数２０】
Ｖout＝ΔＱＦ／ＣＦ ＝Ｋ・（ＣＳ／ＣＦ）・ΔＶbb ・・・（２０）
式（２０）において、上述のように第１抵抗２１と第２抵抗２２の抵抗比Ｋを１以上に設定することは容易であり、寄生容量ＣＣの影響を受けずに安定的な動作が可能であるとともに、大きな出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００４１】なお、本実施形態１に係る回路では、図６（ａ）に示すように、おおむね、低域遮断周波数ＦＣＬ、広域遮断周波数ＦＣＨの間の中間的な周波数帯域において、安定した利得Ｇでその変化を検出することが可能である。
【００４２】［実施形態２］図２は、実施形態２に係る電気量検出回路の回路構成例を示す図であり、この例では上記実施形態１の容量センサである第１コンデンサ１１に対し、並列に基準容量をなす第３コンデンサ１２を追加している。なお、第３コンデンサ１２は第２入力端子４と演算増幅器１０の非反転入力端子との間に配置されている。この実施形態２の構成では、入力端子４と共通端子２との間に電圧Ｖbb2が印加され、入力端子１と共通端子２との間に電圧Ｖbb1が印加されている場合に、出力端子３と共通端子２との間の電圧Ｖoutを出力信号として出力する。
【００４３】ここでは動作を単純化するために、電圧Ｖbb2は、式（２１）、式（２２）に示すように、その大きさが電圧Ｖbb１と等しくかつ極性が反対の正弦波交流電圧であるとする（なお、Ｖbb1とＶbb2とが互いに極性が逆の直流電圧の場合の動作は、検出信号周波数の点で、実施形態１と同様な動作となる）。
【００４４】
【数２１】
Ｖbb1＝Ｖbb・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ） ・・・（２１）
【数２２】
Ｖbb2＝−Ｖbb・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ） ・・・（２２）
更に、第１コンデンサ１１の初期静電容量ＣＳと第３コンデンサ１２の静電容量ＣＲが等しいとし、また、電圧Ｖbb１，Ｖbb２の周波数ωｓと、第１抵抗２１の抵抗値ＲＬと第１コンデンサ１１の容量ＣＳが次式（２３）のような関係であるとする。
【００４５】
【数２３】
ＲＬ ＞＞ １／（ωｓ・ＣＳ） ・・・（２３）
第１コンデンサ１１の電荷量ＱＳと第３コンデンサ１２の電荷量ＱＲを計算すると、それぞれ式（２４）、式（２５）のようになる。
【００４６】
【数２４】
ＱＳ＝ＣＳ・Ｖbb1 ＝ＣＳ・Ｖbb・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ） ・・・（２４）
【数２５】
ＱＲ＝ＣＳ・Ｖbb2 ＝−ＣＳ・Ｖbb・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ） ・・・（２５）
そこで、演算増幅器１０の非反転入力端子における電荷量変化ΔＱは次式（２６）のようになり、【数２６】
ΔＱ＝ＱＳ＋ＱＲ ＝０ ・・・（２６）
電荷量変化ΔＱは相殺されて零となる。
【００４７】このような条件において、容量センサ１１に微小容量変化ΔＣＳが生じた場合、演算増幅器１０の非反転入力端子における電荷量変化ΔＱを求めると、【数２７】
ΔＱ＝ΔＣＳ・Ｖbb ・・・（２７）
となる。
【００４８】電荷量変化ΔＱは、抵抗２１を流れる電流ΔＩとなり、演算増幅器１０の非反転入力端子に次式（２８）で示されるような電圧変化ΔＶを生じさせる。
【００４９】
【数２８】
ΔＶ＝ＲＬ・d/dt（ΔＱ）＝ＲＬ・Ｖbb・d/dt（ΔＣＳ） ・・・（２８）
演算増幅器１０の反転入力端子では、非反転入力端子のこの電圧変化ΔＶに追従した電圧変化ΔＶが発生する。従って、反転入力端子側の第２抵抗２２に電流変化ΔＩが生じ、この電流変化ΔＩによってコンデンサ２３が充放電される。その結果、演算増幅器１０の出力端子３の出力電圧Ｖoutは次式（２９）のようになる。
【００５０】
【数２９】
但し、上式（２９）において、Ｋは、Ｋ＝ＲＬ／Ｒ１である。
【００５１】式（２９）から明らかなように、第１抵抗２１と第２抵抗２２の抵抗比Ｋを１以上に設定すれば、第１コンデンサ１１における微小容量変化ΔＣＳは、本実施形態２の回路により任意のＫ倍に増幅され、出力端子３より出力電圧Ｖoutとして出力される。
【００５２】また、コンデンサ２３と並列に寄生容量ＣＣが存在する場合、式（２９）は次式のようになる。
【００５３】
【数３０】
本実施形態２に係る回路構成においても、上述の実施形態１と同様、第２コンデンサ２３の容量を寄生容量ＣＣよりも大きく設定し、その分、抵抗比Ｋを１より大きく設定すれば寄生容量ＣＣの影響を受けずに安定動作することができ、同時に大きな出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００５４】また、本実施形態２に係る回路では、図６（ｂ）に示すように、おおむね直流からｆｓ／２の周波数範囲において、安定した利得Ｇでその変化を検出することが可能である。なお、実施形態２では、基準容量をなす第３コンデンサを備えることにより、回路内分の個別部品で発生するノイズへの耐性効果を備える。
|
| 【出願人】 |
【識別番号】０００００３６０９
【氏名又は名称】株式会社豊田中央研究所
|
| 【出願日】 |
平成９年（１９９７）１０月３１日 |
| 【代理人】 |
【弁理士】
【氏名又は名称】吉田 研二 （外２名）
|
| 【公開番号】 |
特開平１１−１３２７８７ |
| 【公開日】 |
平成１１年（１９９９）５月２１日 |
| 【出願番号】 |
特願平９−３０１１９２ |
|